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明細書 :電動機の磁極位置推定方法及び装置

発行国 日本国特許庁(JP)
公報種別 特許公報(B2)
特許番号 特許第4670045号 (P4670045)
公開番号 特開2005-278389 (P2005-278389A)
登録日 平成23年1月28日(2011.1.28)
発行日 平成23年4月13日(2011.4.13)
公開日 平成17年10月6日(2005.10.6)
発明の名称または考案の名称 電動機の磁極位置推定方法及び装置
国際特許分類 H02P   6/18        (2006.01)
FI H02P 6/02 371S
請求項の数または発明の数 19
全頁数 17
出願番号 特願2005-038222 (P2005-038222)
出願日 平成17年2月15日(2005.2.15)
新規性喪失の例外の表示 特許法第30条第1項適用 社団法人電気学会 平成16年度電気学会産業応用部門大会講演論文集(平成16年9月14日発行)
優先権出願番号 2004053760
優先日 平成16年2月27日(2004.2.27)
優先権主張国 日本国(JP)
審査請求日 平成20年2月7日(2008.2.7)
特許権者または実用新案権者 【識別番号】801000027
【氏名又は名称】学校法人明治大学
発明者または考案者 【氏名】久保田 寿夫
個別代理人の代理人 【識別番号】100079164、【弁理士】、【氏名又は名称】高橋 勇
審査官 【審査官】齋藤 健児
参考文献・文献 特開平09-056193(JP,A)
特開平10-014277(JP,A)
特開2002-078391(JP,A)
特開2002-153082(JP,A)
調査した分野 H02P 6/18
特許請求の範囲 【請求項1】
三相の三角波からなる搬送波を用いてPWM信号を得るとともに、直流電圧電源から直流電圧を入力し、前記PWM信号に応じてスイッチ素子をオンオフすることにより、突極性を有する電動機の三相巻線に前記直流電圧を三相交流電圧として出力する三相PWMインバータに併用され、前記電動機の磁極の位置を推定する方法であって、
前記三相PWMインバータが前記三相巻線に前記直流電圧を前記三相交流電圧として出力している時に、
前記三相巻線の各相ごとに、前記三角波の山及び谷の時点で前記直流電圧を入力する際の直流電流を、前記直流電圧電源と前記三相PWMインバータとの間に設けられた電流センサを介して測定し、これらの測定値の差を高調波成分とし、
これらの各相ごとの高調波成分に基づき前記電動機の磁極位置を推定する、
ことを特徴とする電動機の磁極位置推定方法。
【請求項2】
前記三相巻線をu相、v相、w相としたとき、
前記u相について、当該u相に対応する前記三角波の山及び谷の時点で測定した前記直流電流をiu-,iu+とし、これらの差を高調波成分Iuとし、
前記v相について、当該v相に対応する前記三角波の山及び谷の時点で測定した前記直流電流をiv-,iv+とし、これらの差を高調波成分Ivとし、
前記w相について、当該w相に対応する前記三角波の山及び谷の時点で測定した前記直流電流をiw-,iw+とし、これらの差を高調波成分Iwとし、
前記Iu、前記Iv及び前記Iwを所定の演算式に代入して磁極位置θを求める、
請求項1記載の電動機の磁極位置推定方法。
【請求項3】
単相の三角波からなる搬送波を用いてPWM信号を得るとともに、直流電圧電源から直流電圧を入力し、前記PWM信号に応じてスイッチ素子をオンオフすることにより、突極性を有する電動機の三相巻線に前記直流電圧を三相交流電圧として出力する三相PWMインバータに併用され、前記電動機の磁極の位置を推定する方法であって、
前記PWM信号を得る際に、前記三相巻線の各相ごとに、前記搬送波の連続する三周期の期間のうち、1/3の期間で本来の指令値を三倍し、1/3の期間で変調率を1とし、1/3の期間で変調率を-1とする機能を有する前記三相PWMインバータに併用され、
前記三周期の各周期ごとに、前記三角波の山及び谷の時点で前記直流電圧を入力する際の直流電流を測定し、これらの測定値の差を高調波成分とし、
これらの各周期ごとの高調波成分に基づき前記電動機の磁極位置を推定する、
ことを特徴とする電動機の磁極位置推定方法。
【請求項4】
前記三相巻線をu相、v相、w相とし、
前記三周期のうち、最初の周期を第一周期、次の周期を第二周期、最後の周期を第三周期としたとき、
前記u相について、前記第一周期の山及び前記第二周期の谷の時点で測定した前記直流電流をiu-,iu+とし、これらの差を高調波成分Iuとし、
前記v相について、前記第二周期の山及び前記第三周期の谷の時点で測定した前記直流電流をiv-,iv+とし、これらの差を高調波成分Ivとし、
前記w相について、前記第三周期の山及び前記第一周期の谷の時点で測定した前記直流電流をiw-,iw+とし、これらの差を高調波成分Iwとし、
前記Iu、前記Iv及び前記Iwを所定の演算式に代入して磁極位置θを求める、
請求項3記載の電動機の磁極位置推定方法。
【請求項5】
前記所定の演算式が次式である、
θ=(1/2)tan-1[{Iu-(1/2)(Iv+Iw)}/{(√3/2)(Iv-Iw)}] ・・・

請求項2又は4記載の電動機の磁極位置推定方法。
【請求項6】
前記三角波の山及び谷の時点とは、当該三角波の周期をTとすると、当該山及び谷を中心とするT/6の範囲内のいずれかの時である、
請求項1又は2記載の電動機の磁極位置推定方法。
【請求項7】
前記三角波の山及び谷の時点とは、当該三角波の周期をTとすると、当該山及び谷を中心とするT/2の範囲内のいずれかの時である、
請求項3又は4記載の電動機の磁極位置推定方法。
【請求項8】
前記三角波に代えて鋸歯状波とした、
請求項1乃至7のいずれかに記載の電動機の磁極位置推定方法。
【請求項9】
前記電動機が埋め込み型永久磁石同期電動機である、
請求項1乃至8のいずれかに記載の電動機の磁極位置推定方法。
【請求項10】
三相の三角波からなる搬送波を用いてPWM信号を得るとともに、直流電圧電源から直流電圧を入力し、前記PWM信号に応じてスイッチ素子をオンオフすることにより、突極性を有する電動機の三相巻線に前記直流電圧を三相交流電圧として出力する三相PWMインバータに併用され、前記電動機の磁極の位置を推定する装置であって、
前記直流電圧電源と前記三相PWMインバータとの間に設けられ、前記直流電圧を入力する際の直流電流を測定する電流センサと、
前記三相PWMインバータが前記三相巻線に前記直流電圧を前記三相交流電圧として出力している時に、前記三相巻線の各相ごとに、前記三角波の山及び谷の時点で前記電流センサを介して前記直流電流を測定し、これらの測定値の差を高調波成分とし、これらの各相ごとの高調波成分に基づき前記電動機の磁極位置を推定する演算手段と、
を備えたことを特徴とする電動機の磁極位置推定装置。
【請求項11】
前記演算手段は、
前記三相巻線をu相、v相、w相としたとき、
前記u相について、当該u相に対応する前記三角波の山及び谷の時点で測定した前記直流電流をiu-,iu+とし、これらの差を高調波成分Iuとし、
前記v相について、当該v相に対応する前記三角波の山及び谷の時点で測定した前記直流電流をiv-,iv+とし、これらの差を高調波成分Ivとし、
前記w相について、当該w相に対応する前記三角波の山及び谷の時点で測定した前記直流電流をiw-,iw+とし、これらの差を高調波成分Iwとし、
前記Iu、前記Iv及び前記Iwを所定の演算式に代入して磁極位置θを求める、
請求項10記載の電動機の磁極位置推定装置。
【請求項12】
単相の三角波からなる搬送波を用いてPWM信号を得るとともに、直流電圧電源から直流電圧を入力し、前記PWM信号に応じてスイッチ素子をオンオフすることにより、突極性を有する電動機の三相巻線に前記直流電圧を三相交流電圧として出力する三相PWMインバータに併用され、前記電動機の磁極の位置を推定する装置であって、
前記PWM信号を得る際に、前記三相巻線の各相ごとに、前記搬送波の連続する三周期の期間のうち、1/3の期間で本来の指令値を三倍し、1/3の期間で変調率を1とし、1/3の期間で変調率を-1とする機能を有する前記三相PWMインバータに併用され、
前記直流電圧を入力する際の直流電流を測定する電流センサと、
前記三周期の各周期ごとに、前記三角波の山及び谷の時点で前記電流センサを介して前記直流電流を測定し、これらの測定値の差を高調波成分とし、これらの各周期ごとの高調波成分に基づき前記電動機の磁極位置を推定する演算手段と、
を備えたことを特徴とする電動機の磁極位置推定装置。
【請求項13】
前記演算手段は、
前記三相巻線をu相、v相、w相とし、
前記三周期のうち、最初の周期を第一周期、次の周期を第二周期、最後の周期を第三周期としたとき、
前記u相について、前記第一周期の山及び前記第二周期の谷の時点で測定した前記直流電流をiu-,iu+とし、これらの差を高調波成分Iuとし、
前記v相について、前記第二周期の山及び前記第三周期の谷の時点で測定した前記直流電流をiv-,iv+とし、これらの差を高調波成分Ivとし、
前記w相について、前記第三周期の山及び前記第一周期の谷の時点で測定した前記直流電流をiw-,iw+とし、これらの差を高調波成分Iwとし、
前記Iu、前記Iv及び前記Iwを所定の演算式に代入して磁極位置θを求める、
請求項12記載の電動機の磁極位置推定装置。
【請求項14】
前記所定の演算式が次式
である、
θ=(1/2)tan-1[{Iu-(1/2)(Iv+Iw)}/{(√3/2)(Iv-Iw)}] ・・・

請求項11又は13記載の電動機の磁極位置推定装置。
【請求項15】
前記三角波の山及び谷の時点とは、当該三角波の周期をTとすると、当該山及び谷を中心とするT/6の範囲内のいずれかの時である、
請求項10又は11のいずれかに記載の電動機の磁極位置推定装置。
【請求項16】
前記三角波の山及び谷の時点とは、当該三角波の周期をTとすると、当該山及び谷を中心とするT/2の範囲内のいずれかの時である、
請求項12又は13記載の電動機の磁極位置推定装置
【請求項17】
前記三角波に代えて鋸歯状波とした、
請求項10乃至16のいずれかに記載の電動機の磁極位置推定装置。
【請求項18】
前記電動機が埋め込み型永久磁石同期電動機である、
請求項10乃至17のいずれかに記載の電動機の磁極位置推定装置。
【請求項19】
前記電流センサがシャント抵抗器である、
請求項10乃至18のいずれかに記載の電動機の磁極位置推定装置。
発明の詳細な説明 【技術分野】
【0001】
本発明は、突極性を有する電動機の磁極位置推定方法及び装置に関する。突極性を有する電動機には、埋め込み型永久磁石同期電動機やリラクタンス電動機などがある。
【背景技術】
【0002】
永久磁石を回転子内に埋め込んだ構造の埋め込み型永久磁石同期電動機(以下「IPMSM(interior permanent magnet synchronous motor)」と略称する。)は、マグネットトルクの他にリラクタンストルクも利用できるため、高効率で可変速範囲の広い電動機として、エアコンなどの家電製品、電気自動車の走行用、及び一般産業用に広く用いられている。
【0003】
IPMSMは、磁極位置に応じて電機子の電流位相を制御する必要があるので、一般にエンコーダなどの機械的センサを取り付けて磁極位置情報を得ている。しかし、機械的センサは、高価であり信頼性に欠け、また設置スペースが増加するという問題もある。そこで、IPMSM各相の交流電流を測定する電流センサのみを用いて磁極位置情報を得る、様々なセンサレス制御法が提案されている。その中で、搬送波周波数成分を用いることにより、停止時を含む低速時の磁極位置を推定する技術が、非特許文献1に開示されている。
【0004】
一方、インバータに供給される直流電流に基づき磁極位置を推定する技術が、非特許文献2に開示されている。
【0005】

【非特許文献1】小山、樋口、阿部他「PWMインバータのキャリア周波数成分を用いたIPMモータのセンサレス制御の推定精度改善」、平成14年電気学会産業応用部門大会、No.149
【非特許文献2】川端、遠藤、高倉「位置センサレス・モータ電流センサレス永久磁石同期モータ制御に関する検討」、平成14年電気学会産業応用部門大会、No.171
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【0006】
しかしながら、非特許文献1の技術では、エンコーダなどの機械的センサが不要となるものの、電機子電流を測定する複数のホールセンサが必要となる。そのため、小型化及び軽量化の効果があまり期待できないばかりか、ホールセンサは高価であるため、低価格向け家電製品などへの普及が困難になっている。
【0007】
一方、非特許文献2の技術では、機械的センサもホールセンサも不要となり、安価なシャント抵抗器で直流電流を測定することができる。しかしながら、磁極位置の推定に速度起電力を用いているので、原理的に低速時及び停止時には使用できない。
【0008】
そこで、本発明の目的は、機械的センサもホールセンサも不要でありながら、低速時及び停止時でも磁極位置を正確に推定できる、電動機の磁極位置推定方法及び装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0009】
本発明に係る磁極位置推定方法及び装置が併用される三相PWMインバータは、三相の三角波からなる搬送波を用いてPWM信号を得るとともに、直流電圧電源から直流電圧を入力し、PWM信号に応じてスイッチ素子をオンオフすることにより、突極性を有する電動機の三相巻線に直流電圧を三相交流電圧として出力するものである。
【0010】
そして、本発明に係る磁極位置推定方法は、次のようなステップからなる。まず、三相PWMインバータが三相巻線に直流電圧を三相交流電圧として出力している時に、三相巻線の各相ごとに、三角波の山及び谷の時点で直流電圧を入力する際の直流電流を、直流電圧電源と三相PWMインバータとの間に設けられた電流センサを介して測定し、これらの測定値の差を高調波成分とする。続いて、これらの各相ごとの高調波成分に基づき、電動機の磁極位置を推定する。また、本発明に係る磁極位置推定装置は、直流電圧電源と三相PWMインバータとの間に設けられた電流センサと演算手段とを備えている。電流センサは、直流電圧を入力する際の直流電流を測定する。演算手段は、三相PWMインバータが三相巻線に直流電圧を三相交流電圧として出力している時に、三相巻線の各相ごとに、三角波の山及び谷の時点で電流センサを介して直流電流を測定し、これらの測定値の差を高調波成分とし、これらの各相ごとの高調波成分に基づき電動機の磁極位置を推定する。
【0011】
より具体的に言えば、例えば次のようなステップ又は動作になる。三相巻線をu相、v相、w相とする。まず、u相について、u相に対応する三角波の山及び谷の時点で測定した直流電流をiu-,iu+とし、これらの差を高調波成分Iuとする。同様に、v相について、v相に対応する三角波の山及び谷の時点で測定した直流電流をiv-,iv+とし、これらの差を高調波成分Ivとする。同様に、w相について、w相に対応する三角波の山及び谷の時点で測定した直流電流をiw-,iw+とし、これらの差を高調波成分Iwとする。最後に、Iu、Iv及びIwを所定の演算式に代入して磁極位置θを求める。所定の演算式とは、例えば次式である。
【0012】
θ=(1/2)tan-1[{Iu-(1/2)(Iv+Iw)}/{(√3/2)(Iv-Iw)}] ・・・

【0013】
また、三角波の山及び谷の時点とは、例えば三角波の周期をTとすると、山及び谷を中心とするT/6の範囲内のいずれかの時であるとしてもよく、更に、三角波に代えて鋸歯状波としてもよく、電動機が埋め込み型永久磁石同期電動機であるとしてもよく、電流センサがシャント抵抗器であるとしてもよい。
【0014】
PWM発生用の搬送波を三相の三角波にすると、高周波成分が発生する。本発明では、三角波の山と谷で直流電流を測定し、三角波の一周期に得られる六点の電流情報に基づき計算により磁極位置を求める。この方法は、突極性に基づいているので、低速時及び停止時に使用可能である。また、上式
は、測定値のみからなるので、パラメータ誤差の影響を受けない。
【0015】
また、本発明に係る磁極位置推定方法及び装置は、次のように構成してもよい。
【0016】
三相PWMインバータは、単相の三角波からなる搬送波を用いてPWM信号を得るとともに、直流電圧電源から直流電圧を入力し、PWM信号に応じてスイッチ素子をオンオフすることにより、突極性を有する電動機の三相巻線に直流電圧を三相交流電圧として出力する。ただし、この三相PWMインバータは、PWM信号を得る際に、各相ごとに、搬送波の連続する三周期の期間のうち、1/3の期間で本来の指令値を三倍し、1/3の期間で変調率を1とし、1/3の期間で変調率を-1とする。これにより、PWM信号には、搬送波の1/3の周波数の高周波成分が重畳される。そのため、電動機に供給される直流電流にも高周波成分が発生する。
【0017】
このとき、本発明に係る磁極位置推定方法及び装置は、搬送波の連続する三周期の各周期ごとに、三角波の山及び谷の時点で直流電圧を入力する際の直流電流を測定し、これらの測定値の差を高調波成分とし、これらの各周期ごとの高調波成分に基づき電動機の磁極位置を推定する。このように構成しても、三相の三角波からなる搬送波を用いた場合と同等の作用及び効果が得られる。なお、三角波の山及び谷の時点とは、例えば三角波の周期をTとすると、山及び谷を中心とするT/2の範囲内のいずれかの時である、としてもよい。
【発明の効果】
【0018】
本発明によれば、三角波の山及び谷の時点でインバータに供給される直流電流を測定し、これらの測定値の差を各相ごとの高調波成分とし、これらの高調波成分に基づき磁極位置を推定することにより、機械的センサもホールセンサも不要でありながら、低速時及び停止時にも磁極位置を正確に推定できる(図7~図10参照)。また、単純な演算式(式
)を用いることにより、処理に要する時間を短縮できるので、今までに無い高速制御を実現できる。
【0019】
その結果、低価格の可変速駆動装置の速度制御範囲を大幅に広げることができる。この応用製品としては、エアコンなどの家電製品や電動パワステアリングなどの自動車用機器が考えられる。このとき、停止時を含めた低速域において滑らかな運転が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【0020】
図1は、本発明に係る磁極位置推定装置の第一実施形態を示すブロック図である。以下、この図面に基づき説明する。なお、本発明に係る磁極位置推定方法については、本実施形態の磁極位置推定装置の動作として説明する。
【0021】
本実施形態の磁極位置推定装置40が併用される三相PWMインバータ10は、三相三角波からなる搬送波と三相正弦波からなる信号波とを用いてPWM信号を得るとともに、直流電圧電源20から直流電圧を入力し、PWM信号に応じてスイッチ素子をオンオフすることにより、IPMSM30の三相巻線に直流電圧を三相交流電圧として出力するものである。
【0022】
三相PWMインバータ10は、マイクロコンピュータ又はDSPを中心に構成された制御部11と、スイッチ素子12u+,12u-,12v+,12v-,12w+,12w-からなるスイッチ部12とを備えている。スイッチ素子12u+,…は、例えばIGBT(insulated
gate bipolar transistor)であり、三相ブリッジ回路を構成する。制御部11は、磁極位置推定装置40の一部としての機能の他に、IPMSM30の一般的な制御機能を有する。その一般的な制御機能については、周知であるので説明を省略する。
【0023】
直流電圧電源20は、商用交流電源21、整流回路22、平滑コンデンサ23等からなる一般的なものである。IPMSM30は、三相巻線であるu相31u、v相31v及びw相31wと、永久磁石を埋め込んだ構造の回転子32とからなる一般的なものである。
【0024】
磁極位置推定装置40は、電流センサとしてのシャント抵抗器41と、制御部11の一機能としてソフトウェアによって実現されている演算手段42とを備えている。シャント抵抗器41は、三相PWMインバータ10が直流電圧Edcを入力する際の直流電流idcを測定する。詳しく言えば、シャント抵抗器41は、直流電圧電源20とスイッチ部12との間の配線に挿入され、その電圧降下すなわち両端電圧を制御部11へ出力する。
【0025】
図2[1]はα-β座標系における磁極位置θを示すグラフであり、図2[2]は本実施形態における三相三角波と直流電流の測定タイミングとを示す波形図である。図3は、本実施形態における搬送波、信号波、相電圧及び線間電圧の一例を示す波形図である。以下、図1乃至図3に基づき説明する。
【0026】
制御部11は、三相の三角波Cu,Cv,Cwからなる搬送波と三相の正弦波Su,Sv,Swからなる信号波とを比較してPWM信号を得るとともに、そのPWM信号に応じてスイッチ素子12u+,…をオンオフする。その結果、図3に示すような、相電圧vu,vv及び線間電圧vuvが得られる。なお、相電圧vw及び線間電圧vvw,vwuについては、これらに準ずるので図示を略す。
【0027】
このとき、演算手段42は次のように動作する。まず、u相31uについて、u相31uに対応する三角波Cuの山及び谷の時点で測定した直流電流idcをiu-,iu+とし、これらの差を高調波成分Iuとする。同様に、v相について、v相に対応する三角波Cvの山及び谷の時点で測定した直流電流idcをiv-,iv+とし、これらの差を高調波成分Ivとする。同様に、w相について、w相に対応する三角波Cwの山及び谷の時点で測定した直流電流idcをiw-,iw+とし、これらの差を高調波成分Iwとする。最後に、磁極位置θを次式
によって求める。
【0028】
θ=(1/2)tan-1[{Iu-(1/2)(Iv+Iw)}/{(√3/2)(Iv-Iw)}] ・・・

【0029】
PWM発生用の搬送波を三相の三角波Cu,Cv,Cwにすると、高周波成分が発生する。本実施形態では、三角波Cu,Cv,Cwの山と谷で直流電流idcを測定し、三角波の一周期Tに得られる六点の電流情報iu-,iu+,iv-,iv+,iw-,iw+に基づき計算により磁極位置θを求める。この方法は、突極性に基づいているので、低速時及び停止時に使用可能である。また、上式
は、測定値のみからなるので、パラメータ誤差の影響を受けない。
【0030】
次に、上式
の導出方法について説明する。
【0031】
IPMSMの一般的な電圧方程式は、α-β座標系で次式<1>のように表すことができる。
【0032】
【数1】
JP0004670045B2_000002t.gif
ただし、L0=(Ld+Lq)/2、L1=(Ld-Lq)/2、Ld:d軸インダクタンス、Lq:q軸インダクタンス、R:電機子巻線抵抗、Ψ:永久磁石による界磁磁束である。
【0033】
ここで、モータ回転角周波数ω1に対して十分大きい搬送波角周波数ωhを設定し、搬送波周波数成分について考える。すると、式<1>の右辺第1項の電機子巻線抵抗による電圧降下は、高周波電流による電機子巻線のリアクタンス電圧降下に比べ十分小さいので、無視できる。右辺第3項のインダクタンスの変化による電圧降下は、印加電圧の変化に対してインダクタンスの変化が十分に小さいため、無視できる。右辺第4項の速度起電力は、回転子位置の変化も十分に小さいため、無視できる。
【0034】
したがって、α-β座標系における搬送波周波数の高周波電圧に対する電圧方程式は、次式<2>で表すことができる。
【0035】
【数2】
JP0004670045B2_000003t.gif
ここで、添え字hは搬送波周波数成分であることを示す。
【0036】
そして、各相の高調波電圧が対称波であるとし、式<2>を電流について解くと、各相それぞれの電流解を得ることができる。続いて、求めた電流から各相それぞれ測定値の差分をとって基本波成分を除去することにより、磁極位置推定に必要な電流を求める。なお、この磁極位置推定法はパラメータ誤差の影響を受けない。以下に詳しく説明する。
【0037】
式<2>は、次式<3>のように書き換えることができる。
【0038】
【数3】
JP0004670045B2_000004t.gif
ただし。Δ=L0-L1である。
【0039】
ここで、スイッチ部12に供給される直流電流idcのみが測定可能である。そして、三相PWMインバータ10の状態によって、以下のように測定電流に基づき相電流を求めることができる。図2[2]に、三相三角波からなる搬送波と電流測定のタイミングとを示している。直流電流idcのみ測定可能とすると、図2[2]の測定点↓近辺の対応する相電流しか測れない。測定点↓近辺とは、三角波の一周期をTとすると、三角波の山及び谷を中心とするT/6(すなわち左右にT/12ずつ)の範囲内のことである。
【0040】
ここで、各相の高周波電圧が対称波であるとする。このことは、基本波が小さいほど成り立つ。つまり、
【0041】
【数4】
JP0004670045B2_000005t.gif
となる。そして、iαhは、式<3>,<4>から次のように表せる。
【0042】
diαh/dt=Vh{(L0-L1cos2θ)cosωht-L1sin2θ・sinωht} ・・・<5>
∴iαh=(Vh/ωhΔ){(L0-L1cos2θ)sinωht+L1sin2θ・cosωht} ・・・<6>
【0043】
図2[2]の測定点↓は、対応する相のωht=0及びπである。そのため、u相では、式<6>にωht=0,πを代入して、
iuh=(Vh1/ωhΔ)(±L1sin2θ) ・・・<7>
となる。ただし、+:ωht=0、-:ωht=π、Vh1は相電圧の搬送波周波数成分である。
【0044】
続いて、式<7>で示される±の二つの測定値の差分をとって、
2Iuh=(2Vh1/ωhΔ)L1sin2θ ・・・<8>
が得られる。v相、w相についても同様に考えると、測定点↓の位置での測定値により、
2Ivh=(2Vh1/ωhΔ)L1sin2(θ-2π/3) ・・・<9>
2Iwh=(2Vh1/ωhΔ)L1sin2(θ+2π/3) ・・・<10>
が得られる。
【0045】
そして、式<8>~<10>により、
Iuh+(-1/2+j√3/2)Ivh+(-1/2-j√3/2)Iwh=(3/2)(Vh1/ωhΔ)(sinδ+jcosδ) ・・・<11>
が得られる。ただし、δ=2θとする。
【0046】
よって、式<11>により、
δ=2θ=tan-1(実部)/(虚部) ・・・<12>
として磁極位置θが求められる。
【0047】
すなわち、式<12>は次のようになる。
【0048】
θ=(1/2)tan-1[{Iu-(1/2)(Iv+Iw)}/{(√3/2)(Iv-Iw)}] ・・・
ただし、式
では、添え字hを省略して簡潔に表記している。
【0049】
以下に、本実施形態について幾つか補足する。
【0050】
(1).各相の高調波成分は、ω1<<ωhの範囲において
|vuh|=(2E/π)cos(πvu/2E) ・・・<13>
|vvh|=(2E/π)cos(πvv/2E) ・・・<14>
|vwh|=(2E/π)cos(πvw/2E) ・・・<15>
となる。ただしE:Edc/2である。vu,vv,vwは、瞬時値であり、符号も考慮する。よって、5%の誤差範囲は、
|vu/E|≦0.202 ・・・<16>
となる。10%の誤差範囲は、
|vu/E|≦0.287 ・・・<17>
となる。
【0051】
(2).図2[2]に示す測定点↓で電流測定をするためには零電圧ベクトルが無いことが好ましい。この条件は、
|vu|<E/3=0.333E ・・・<18>
である。又は、図3に示す三相三角波の振幅は、三相正弦波の振幅の三倍よりも大きくする。
【0052】
(3).式<8>~<10>などのようにωhが分母に有るので、ωhが大き過ぎると検出精度が下がる。
【0053】
(4).各相の電流(基本波成分)は、対応する二点の平均値をとる。
【0054】
(5).電圧が大きくなる範囲では、誘起電圧情報を利用する。
【0055】
図4は、本発明に係る磁極位置推定装置の第二実施形態を示すブロック図である。以下、この図面に基づき説明する。なお、本発明に係る磁極位置推定方法については、本実施形態の磁極位置推定装置の動作として説明する。ただし、図1と同一部分は同一符号を付すことにより説明を省略する。
【0056】
本実施形態の磁極位置推定装置40’が併用される三相PWMインバータ10’は、単相三角波からなる搬送波と三相正弦波からなる信号波とを用いてPWM信号を得るとともに、直流電圧電源20から直流電圧を入力し、PWM信号に応じてスイッチ素子をオンオフすることにより、IPMSM30の三相巻線に直流電圧を三相交流電圧として出力するものである。
【0057】
三相PWMインバータ10’は、マイクロコンピュータ又はDSPを中心に構成された制御部11’と、スイッチ素子12u+,12u-,12v+,12v-,12w+,12w-からなるスイッチ部12とを備えている。磁極位置推定装置40’は、電流センサとしてのシャント抵抗器41と、制御部11’の一機能としてソフトウェアによって実現されている演算手段42’とを備えている。
【0058】
図5は、本実施形態における単相三角波と上下アームのスイッチ状態との関係を示す波形図である。図6[1]は本実施形態における瞬時空間電圧ベクトル図、図6[2]は本実施形態におけるベクトルパターンと指令値との入力方法を示す図表である。以下、図4乃至図6に基づき説明する。なお、参考のために、図5では、三角波Cに、図2[2]の三角波Cu,Cv,Cwを重ねて表示している。
【0059】
制御部11’は、単相の三角波Cからなる搬送波と三相の正弦波Su,Sv,Sw(図示せず)からなる信号波とを比較しつつ図6[2]に基づいてPWM信号を得るとともに、そのPWM信号に応じてスイッチ素子12u+,…をオンオフする。このとき、図6[2]に示すように、PWM信号を得る際に、各相ごとに、三角波Cの連続する三周期の期間のうち、1/3の期間で本来の指令値を三倍し、1/3の期間で変調率を1とし、1/3の期間で変調率を-1とする。これにより、PWM信号には、三角波Cの1/3の周波数の高周波成分が重畳される。そのため、IPMSM30に供給される直流電流idcにも高周波成分が発生する。なお、図6[2]において、指令値「1」とは変調率1すなわち常に上アームオン、指令値「-1」とは変調率-1すなわち常に下アームオンである。三角波Cの連続する三周期の期間のうち、1/3の期間で指令値の3倍の値を入力する理由は、高周波成分を重畳させるためにその前後の2/3の期間で「1」+「-1」=0すなわち変調率が実質的に0になるから、元の電圧指令通りの電圧を平均値として加えるためである。
【0060】
このとき、演算手段42’は次のように動作する。三角波Cの連続する三周期のうち、最初の周期を周期T1、次の周期を周期T2、最後の周期を周期T3とする。そして、u相について、周期T1の山及び周期T2の谷の時点で測定した直流電流をiu-,iu+とし、これらの差を高調波成分Iuとする。同様に、v相について、周期T2の山及び周期T3の谷の時点で測定した直流電流をiv-,iv+とし、これらの差を高調波成分Ivとする。同様に、w相について、周期T3の山及び周期T1の谷の時点で測定した直流電流をiw-,iw+とし、これらの差を高調波成分Iwとする。最後に、磁極位置θを前述の式
によって求める。
【0061】
PWM発生用の搬送波を単相の三角波Cにし、図6[2]に基づいてスイッチ素子12u+,…をオンオフすることにより、高周波成分が発生する。本実施形態では、三角波Cの山と谷で直流電流idcを測定し、三角波Cの三周期T1~T3で得られる六点の電流情報iu-,iu+,iv-,iv+,iw-,iw+に基づき計算により磁極位置θを求める。この方法は、突極性に基づいているので、低速時及び停止時に使用可能である。また、上式
は、測定値のみからなるので、パラメータ誤差の影響を受けない。
【0062】
本実施形態では、通常のPWMで用いられている単相三角波比較方式を用い、ベクトルパターンに応じて指令値を与えることにより、第一実施形態の三相三角波と同じベクトルパターンを生成する。本実施形態によれば、従来技術に対して、特別なハードウェアの追加やPWM発生回路の変更無しに、IPMSMのセンサレス制御が可能となる。
【0063】
一般に、三角波変調方式PWM制御では、三相の電圧指令値と単相三角波とを比較してベクトルパターンを生成している。この場合、各相に含まれる搬送波周波数成分は同相となるため、搬送波周波数成分は流れない。そこで、第一実施形態では、図2[2]に示すように、120°の位相差を持たせた三相三角波と三相の電圧指令値とを比較する三相三角波比較方式を採用することにより、インバータ出力端子間の電圧にそれぞれ120°の位相を持つ高調波成分が含まれることになる。そのため、これを用いることによりインダクタンスの測定が可能となるので、磁極位置推定も可能となる。
【0064】
しかし、実機において三相三角波比較方式を用いるためには、従来技術に対してPWM生成のアルゴリズムの複雑化又はPWM生成回路の変更が必要である。そこで、本実施形態では、通常のPWM手法である単相三角波比較方式を利用し、ベクトルパターンに応じて図6[2]の指令値を与えることにより、三相三角波比較方式と同等のベクトルパターン(図5及び図6[1])を生成することができる。
【実施例1】
【0065】
次に、本発明に係る磁極位置推定方法(第一実施形態)のシミュレーション結果を、実施例1として説明する。
【0066】
下記表1に、シミュレーションに用いたIPMSMの諸定数を示す。
【0067】
表1.IPMSMの諸定数
定格電力[kW] 1.5
定格電圧[V] 180
定格電流[A] 6.1
定格周波数[Hz] 90
定格速度[rpm] 1800
磁極数 6
電機子巻線抵抗[Ω] 1.566
d軸インダクタンス[mH] 9.77
q軸インダクタンス[mH] 22.4
【0068】
図7乃至図10に、シミュレーションにより磁極位置を推定した結果を示す。下記表2に、シミュレーションに用いた条件を示す。図7乃至図10では、それぞれ指令電圧の周波数を5Hz,0.1Hzとし、無負荷運転時及び定格負荷運転時における実位置及び推定位置を比較して示す。なお、指令電圧はV/f一定としている。
【0069】
表2.シミュレーション条件
図7……周波数5.0Hz 無負荷運転 [1]実位置 [2]推定位置
図8……周波数0.1Hz 無負荷運転 [1]実位置 [2]推定位置
図9……周波数5.0Hz 定格負荷運転 [1]実位置 [2]推定位置
図10…周波数0.1Hz 定格負荷運転 [1]実位置 [2]推定位置
【0070】
図7及び図8に示す無負荷運転時では、多少の推定誤差があるが、正しく磁極位置を推定できていることが確認できる。また、図9及び図10に示す定格負荷運転時では、無負荷運転時と同じように正しく磁極位置を推定できていることが確認できる。
【0071】
以上のように、本実施例によれば、三相三角波からなる搬送波を用い、磁極位置センサ及び電動機側の電流センサを使用することなく、インバータへ供給される直流電流のみを測定することにより、IPMSMの磁極位置を正しく推定できる。
【実施例2】
【0072】
次に、本発明に係る磁極位置推定方法(第二実施形態)の実機実験結果を、実施例2として説明する。
【0073】
図11は、指令電圧をV/f一定制御により印加し、第二実施形態で述べた方法を用いて得られた、u,v,wそれぞれのスイッチ状態の波形である。第二実施形態で述べた方法とは、単相三角波比較方式を用い、ベクトルパターンに応じて指令値を与える、三相三角波比較PWM信号生成方法である。実験の結果、モータも正常に動作し、図5及び図6[1]に示したベクトルパターンを生成することが確認できた。
【図面の簡単な説明】
【0074】
【図1】本発明に係る磁極位置推定装置の第一実施形態を示すブロック図である。
【図2】図2[1]はα-β座標系における磁極位置θを示すグラフであり、図2[2]は第一実施形態における三相三角波と直流電流の測定タイミングとを示す波形図である。
【図3】第一実施形態における搬送波、信号波、相電圧及び線間電圧の一例を示す波形図である。
【図4】本発明に係る磁極位置推定装置の第二実施形態を示すブロック図である。
【図5】第二実施形態における単相三角波と上下アームのスイッチ状態との関係を示す波形図である。
【図6】図6[1]は第二実施形態における瞬時空間電圧ベクトル図、図6[2]は第二実施形態におけるベクトルパターンと指令値との入力方法を示す図表である。
【図7】実施例1における周波数5Hz無負荷運転時のシミュレーション結果を示すグラフであり、図7[1]は実位置、図7[2]は推定位置である。
【図8】実施例1における周波数0.1Hz無負荷運転時のシミュレーション結果を示すグラフであり、図8[1]は実位置、図8[2]は推定位置である。
【図9】実施例1における周波数5Hz定格負荷運転時のシミュレーション結果を示すグラフであり、図9[1]は実位置、図9[2]は推定位置である。
【図10】実施例1における周波数0.1Hz定格負荷運転時のシミュレーション結果を示すグラフであり、図10[1]は実位置、図10[2]は推定位置である。
【図11】実施例2における実機実験結果を示す波形図である。
【符号の説明】
【0075】
10,10’ 三相PWMインバータ
11,11’ 制御部
12 スイッチ部
12u+,12u-,12v+,12v-,12w+,12w- スイッチ素子
20 直流電圧電源
21 商用交流電源
22 整流回路
23 平滑コンデンサ
30 IPMSM
31u u相
31v v相
31w w相
32 回転子
40,40’ 磁極位置推定装置
41 シャント抵抗器(電流センサ)
42,42’ 演算手段
θ 磁極位置
図面
【図1】
0
【図2】
1
【図3】
2
【図4】
3
【図5】
4
【図6】
5
【図7】
6
【図8】
7
【図9】
8
【図10】
9
【図11】
10