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明細書 :高周波発振器

発行国 日本国特許庁(JP)
公報種別 特許公報(B2)
特許番号 特許第6355999号 (P6355999)
公開番号 特開2016-025389 (P2016-025389A)
登録日 平成30年6月22日(2018.6.22)
発行日 平成30年7月11日(2018.7.11)
公開日 平成28年2月8日(2016.2.8)
発明の名称または考案の名称 高周波発振器
国際特許分類 H04L  27/20        (2006.01)
H03K   3/03        (2006.01)
FI H04L 27/20 Z
H03K 3/03
請求項の数または発明の数 5
全頁数 12
出願番号 特願2014-146233 (P2014-146233)
出願日 平成26年7月16日(2014.7.16)
審査請求日 平成29年6月13日(2017.6.13)
特許権者または実用新案権者 【識別番号】504136568
【氏名又は名称】国立大学法人広島大学
発明者または考案者 【氏名】高野 恭弥
個別代理人の代理人 【識別番号】110001427、【氏名又は名称】特許業務法人前田特許事務所
審査官 【審査官】北村 智彦
参考文献・文献 国際公開第2007/072549(WO,A1)
特開平09-246865(JP,A)
特開2003-142952(JP,A)
水草 真一,高野 恭弥,片山 光亮,本良 瑞樹,天川 修平,吉田 毅,藤島 実,トランスを用いた整合回路の設計,電子情報通信学会2013年エレクトロニクスソサイエティ大会講演論文集1,2013年 9月 3日,p.30
水草 真一,天川 修平,高野 恭弥,片山 光亮,本良 瑞樹,吉田 毅,藤島 実,条件付き安定領域における小信号増幅器の利得に関する考察,電子情報通信学会2014年総合大会講演論文集 エレクトロニクス1,2014年 3月 4日,p.66
片山 光亮,本良 瑞樹,高野 恭弥,吉田 毅,藤島 実,ファブアウト後の伝送線路特性見積もり手法,電子情報通信学会2013年エレクトロニクスソサイエティ大会講演論文集1,2013年 9月 3日,p.119
谷森 俊介,高野 恭弥,片山 光亮,天川 修平,吉田 毅,藤島 実,リング発振器のバッファのサイズと最大発振周波数の関係,電子情報通信学会2014年エレクトロニクスソサイエティ大会講演論文集1,2014年 9月 9日,p.24
調査した分野 H04L 27/00-27/38
H03K 3/03
IEEE Xplore
特許請求の範囲 【請求項1】
複数の増幅器がループ状に接続されてなる高周波発振器であって、
前記増幅器は、ソースが接地され、ゲートに信号が入力され、ドレインから信号を出力するトランジスタを有するものであり、
前記増幅器の段間に整合回路が設けられており、
前記整合回路が、前記増幅器における前記トランジスタが同時共役整合の条件を満たすときの該トランジスタのドレイン側およびゲート側から見た各インピーダンスを基準インピーダンスとして、次の一般化散乱行列SMNを用いて記述されたものである
JP0006355999B2_000019t.gif (ただし、mは前記増幅器の段数、nは整数、θm21は前記トランジスタの位相変化量である。)
ことを特徴とする高周波発振器。
【請求項2】
前記整合回路がトランスで構成されている
ことを特徴とする請求項1に記載の高周波発振器。
【請求項3】
入力信号または出力信号が互いに逆位相の関係にある二つの前記増幅器が差動増幅対をなしている
ことを特徴とする請求項1または請求項2に記載の高周波発振器。
【請求項4】
前記整合回路がトランスで構成されており、
入力信号または出力信号が互いに逆位相の関係にある二つの前記増幅器が差動増幅対をなしており、
前記トランスの一次巻き線および二次巻き線がいずれも一回巻きの空芯コイルで構成されており、
前記差動増幅対の一方のトランジスタのドレインが前記コイルの一端に接続され、他方のトランジスタのドレインが前記コイルの他端に接続されている
ことを特徴とする請求項1に記載の高周波発振器。
【請求項5】
前記トランスの一次巻き線および二次巻き線の各センタータップに電源電圧が接続される
ことを特徴とする請求項4に記載の高周波発振器。
発明の詳細な説明 【技術分野】
【0001】
本発明は、高周波発振器に関し、特に、100GHz以上の高周波の多相信号を生成する高周波発振器に関する。
【背景技術】
【0002】
地上デジタル放送や携帯電話通信などにおけるデジタル変調方式としてQPSK(Quadrature Phase Shift Keying)が広く用いられている。QPSK変調では、位相がΠ/4ずつずれた4相の局部発振器からの信号によって伝送信号がデジタル変調される。
【0003】
従来、QPSK変調に用いられる4相信号を生成する発振器として、ゲートとドレインがクロスカップルされたトランジスタ対を含むクロスカップル型発振器対において、各クロスカップル型発振器における各トランジスタに並列に別のトランジスタを接続し、これら別のトランジスタのゲートに他方のクロスカップル型発振器の出力をクロスカップルした4相発振器が知られている(例えば、特許文献1を参照)。
【先行技術文献】
【0004】

【特許文献1】特開平7-46279号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0005】
近年、無線通信の高速化・広帯域化の要請からQPSK変調に用いられる4相信号について高周波化が求められる。上記の従来の4相発振器のトポロジでは、各クロスカップル型発振器における各トランジスタに注入同期用のトランジスタが並列接続されているため、その部分の寄生容量が増大して高い発振周波数を実現するのが困難である。
【0006】
一方、リング発振器のトポロジだと注入同期用のトランジスタを用いる必要がないため高周波の多相発振器を実現することができる。しかし、リング発振器は、奇数段の増幅器で構成されるのが通常であり、増幅器が偶数段のリング発振器は安定状態になりやすい。このため、リング発振器は、QPSKや8相PSKなどの偶数位相が必要な無線通信システムの局部発振器としては用いられない。
【0007】
一般的な発振器の設計法では、まず始めにトポロジを決定し、次に発振周波数から共振器を決定し、共振器の抵抗からトランジスタのサイズを決定していた。また、ミリ波帯のような高い周波数ではトランジスタの寄生成分の影響が無視できないため、共振器とトランジスタのパラメータをスイープすることによって所望の性能を実現していた。しかし、このような方法ではトポロジが最適かどうか、各素子の値が最適かどうかがわからないという問題がある。
【0008】
上記問題に鑑み、本発明は、理論的に最適な回路構成を導出する系統的な設計法を明らかにし、そのような設計法で設計した高周波発振器を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【0009】
本発明の一局面に従った高周波発振器は、複数の増幅器がループ状に接続されてなる高周波発振器であって、前記増幅器は、ソースが接地され、ゲートに信号が入力され、ドレインから信号を出力するトランジスタを有するものであり、前記増幅器の段間に整合回路が設けられており、前記整合回路が、前記増幅器における前記トランジスタが同時共役整合の条件を満たすときの該トランジスタのドレイン側およびゲート側から見た各インピーダンスを基準インピーダンスとして、次の一般化散乱行列SMNを用いて記述されたものである。
JP0006355999B2_000002t.gifただし、mは前記増幅器の段数、nは整数、θm21は前記トランジスタの位相変化量である。
【0010】
これによると、増幅器におけるトランジスタの特性に合わせて理論的に最適の無損失の整合回路を実現することができ、デバイスの極限の性能を引き出した高周波発振器を実現することができる。
【0011】
上記の高周波発振器において、前記整合回路をトランスで構成してもよい。
【0012】
これによると、増幅器におけるトランジスタのゲートバイアスとドレインバイアスを個別に調節することができる。
【0013】
上記の高周波発振器において、入力信号または出力信号が互いに逆位相の関係にある二つの前記増幅器を差動増幅対にしてもよい。
【0014】
これによると、高周波発振器の出力位相の精度をより向上させることができる。
【0015】
上記の高周波発振器において、前記整合回路がトランスを構成し、入力信号または出力信号が互いに逆位相の関係にある二つの前記増幅器を差動増幅対にし、前記トランスの一次巻き線および二次巻き線をいずれも一回巻きの空芯コイルで構成し、前記差動増幅対の一方のトランジスタのドレインを前記コイルの一端に接続し、他方のトランジスタのドレインを前記コイルの他端に接続してもよい。
【0016】
これによると、整合回路の回路レイアウトが容易になる。また、空芯コイルのサイズや線幅を変更することで、整合回路の位相変化量を調節することができる。
【0017】
さらに、上記の高周波発振器において、前記トランスの一次巻き線および二次巻き線の各センタータップに電源電圧を接続してもよい。
【0018】
これによると、コモンモードリジェクションを向上させることができる。
【発明の効果】
【0019】
本発明によると、高周波発振器の回路構成を理論的に最適なものにしてデバイスの極限の性能を引き出して100GHz以上の高周波の多相出力を実現することができる。また、増幅器の段数に応じて偶数の出力位相数はもちろん、任意の出力位相数を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【0020】
【図1】発振器の一般形のトポロジを表す模式図である。
【図2】発振器を無限段増幅器として表した模式図である。
【図3】一例に係る整合回路のトポロジを表す模式図である。
【図4】本発明の第1の実施形態に係る高周波発振器の回路構成図である。
【図5】図4の高周波発振器の4相出力波形図である。
【図6】図4の高周波発振器の出力信号のスペクトル図である。
【図7】図4と同じトポロジの高周波発振器の回路構成図である。
【図8】図7の高周波発振器においてトランスの各巻き線を一回巻きの空芯コイルで構成した例を示す図である。
【図9】本発明の第2の実施形態に係る高周波発振器の回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【0021】
以下、図面を参照しながら本発明を実施するための形態について説明する。

【0022】
≪理論的に最適な回路構成を導出する系統的な設計法≫
まず、本発明の実施形態を説明する前に、理論的に最適な回路構成を導出する系統的な設計法について説明する。

【0023】
例えば、クロスカップル型発振器は増幅器を2段、リング発振器は増幅器を奇数段用いて、それらがループを形成した構造をしている。したがって、発振器の一般形は、図1に示したように、複数の増幅器がループ状に接続され、増幅器の段間に整合回路(MN)が接続された構造をしている。整合回路のトポロジは任意である。

【0024】
整合回路と増幅器1段を合わせた回路要素の伝達関数をHとし、発振器の発振周波数をfとすると、発振条件は式(1)、(2)のように表される。

【0025】
【数1】
JP0006355999B2_000003t.gif

【0026】
【数2】
JP0006355999B2_000004t.gif
ただし、mは増幅器の段数、nは整数である。このとき、発振器は、式(1)、(2)を満たす周波数fで発振する。

【0027】
ここで、整合回路の損失が無視できる理想的な発振器について考える。このとき、発振器を構成する増幅器の利得が最大有能利得(MAG)に等しくなるような整合回路が最適な整合回路であると考えられる。増幅器がソース接地のトランジスタ(具体的には、NMOSFET:N-channel Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)で構成されているとすると、発振器は増幅器がループした構造をしているので、図2に示したように、NMOSFETと整合回路が無限に連なった構造であると考えることができる。

【0028】
ソースが接地されたNMOSFETのSパラメータ(scattering parameters:散乱パラメータ)を式(3)のように表すと、NMOSFETのドレイン側の反射係数Γ、およびゲート側の反射係数Γは、NMOSFETの同時共役整合の条件から式(4)、(5)のように表すことができる。

【0029】
【数3】
JP0006355999B2_000005t.gif

【0030】
【数4】
JP0006355999B2_000006t.gif

【0031】
【数5】
JP0006355999B2_000007t.gif

【0032】
ただし、
【数6】
JP0006355999B2_000008t.gif

【0033】
【数7】
JP0006355999B2_000009t.gif

【0034】
【数8】
JP0006355999B2_000010t.gif

【0035】
【数9】
JP0006355999B2_000011t.gif

【0036】
【数10】
JP0006355999B2_000012t.gif

【0037】
【数11】
JP0006355999B2_000013t.gif

【0038】
また、NMOSFETのドレイン側から見たインピーダンスZと、ゲート側から見たインピーダンスZは、式(4)、(5)から、式(12)、(13)のように表される。

【0039】
【数12】
JP0006355999B2_000014t.gif

【0040】
【数13】
JP0006355999B2_000015t.gif
ただし、Zは基準インピーダンスである。

【0041】
さらに、NMOSFETのS行列(scattering matrix:散乱行列)をSMOSとすると、Z、Zを基準インピーダンスとしたSMOSは式(14)のように表される。

【0042】
【数14】
JP0006355999B2_000016t.gif

【0043】
また、無損失の整合回路のS行列をSMNとすると、上記のZ、Zを基準インピーダンスとしたSMNは式(15)、(16)のように表される。

【0044】
【数15】
JP0006355999B2_000017t.gif

【0045】
【数16】
JP0006355999B2_000018t.gif
ただし、mは増幅器の段数、nは整数、θMNおよびθm21はそれぞれNMOSFETが同時共役整合の条件を満たすときの整合回路およびNMOSFETの位相変化量である。

【0046】
式(14)、(15)で表されるSMOS、SMNは、Kurokawaの一般化S行列である。そして、SMNが得られれば、SMNをYパラメータやZパラメータに変換することによって、図3(a)に示したようなΠ型の整合回路や、図3(b)に示したようなT型の整合回路を得ることができる。なお、図中の「Y11」、「Z11」などはYパラメータやZパラメータである。これら以外に、例えば、L型の整合回路も構成可能である。図3に示した整合回路中の各素子は、素子値の周波数特性によってトポロジが決定される。

【0047】
上記の設計法によれば、発振器のトポロジをあらかじめ決定することなく、理論的に最適な回路構成を系統的に導出することができる。

【0048】
以下、上記の設計法に基づいて設計した高周波発振器のいくつかの例を説明する。

【0049】
≪第1の実施形態≫
図4は、本発明の第1の実施形態に係る高周波発振器の回路構成を示す。本実施形態に係る高周波発振器100は、4個の増幅器10がループ状に接続された4段リング発振器である。各増幅器10は、ソースが接地され、ゲートに信号が入力され、ドレインから信号を出力するNMOSFET11で構成されている。4つのNMOSFET11のドレインから出力される信号VI+、VQ+、VI-、VQ-が高周波発振器100の4相出力信号となる。なお、高周波発振器100の発振周波数は、NMOSFET11のバックゲートバイアスを変化させることなどで調節することができる。

【0050】
なお、実際には、各NMOSFET11のドレインにバッファ回路を接続して高周波発振器100の出力信号を取り出すが、図4ではそのようなバッファ回路を割愛している。

【0051】
各増幅器10は、整合回路20を介して互いに接続されている。整合回路20は、トランスで構成されている。前段の増幅器10におけるNMOSFET11のドレインはトランスの一次巻き線21の一端に接続され、次段の増幅器10におけるNMOSFET11のゲートはトランスの二次巻き線22の一端に接続されている。トランスの一次巻き線21の他端および二次巻き線22の他端は電源電圧(バイアス電圧)に接続されている。

【0052】
ここで、整合回路20は、増幅器10を構成するNMOSFET11が同時共役整合の条件を満たすときのNMOSFET11のドレイン側およびゲート側から見た各インピーダンスを基準インピーダンスとして、式(15)、(16)の一般化S行列を用いて記述されたものである。すなわち、整合回路20を構成するトランスの一次巻き線21および二次巻き線22のインダクタンスや結合係数などは、式(15)、(16)の一般化S行列に基づいて決定される。

【0053】
このように、整合回路20をトランスで構成することで、NMOSFET11のゲートバイアスとドレインバイアスを個別に調節することが可能となる。また、整合回路20をトランスで構成することで、インダクタで構成する場合に比べてQ値を高くすることができる。これにより、位相雑音を低くすることができる。

【0054】
図5は、高周波発振器100の4相出力波形を示す。図6は、高周波発振器100の出力信号のスペクトルを示す。いずれも、65nmのCMOSプロセスを用いて高周波発振器100を設計した場合のシミュレーション結果である。これら図からわかるように、高周波発振器100は、140GHz以上の非常に高い発振周波数でΠ/2ずつ位相がずれた4相信号を出力することができる。

【0055】
以上のように、本実施形態によれば、4段リング発振器を用いて4相発振器を実現することができ、概ね140GHz以上の非常に高い周波数の4相出力を実現することができる。

【0056】
4相出力のうち信号VI+およびVI-は互いに逆位相(位相差Π)の関係にあり、信号VQ+およびVQ-も互いに逆位相の関係にある。そこで、図7に示すように、入力信号または出力信号が互いに逆位相の関係にある二つの増幅器10を差動増幅対にしてもよい。この場合、差動増幅対の入力および出力に接続されるトランスの一次巻き線21および二次巻き線22の各センタータップに電源電圧を接続する。

【0057】
図7のような回路構成によると、高周波発振器100の出力位相の精度をより向上させることができる。

【0058】
なお、各NMOSFET11のソース側にテール電流源を挿入してもよい。これにより、コモンモードリジェクションを向上させることができる。

【0059】
また、インダクタや抵抗素子などを介してトランスの各巻き線のセンタータップを電源電圧に接続するようにしてもよい。これにより、コモンモードリジェクションを向上させることができる。

【0060】
さらに、図7に示したような差動増幅対を含む高周波発振器100において、整合回路20を構成するトランスの一次巻き線21および二次巻き線22をいずれも一回巻きの空芯コイルで構成してもよい。図8は、高周波発振器100においてトランスの各巻き線を一回巻きの空芯コイルで構成した例を示す。各空芯コイルのセンタータップに電源電圧が接続されている。

【0061】
図8のような回路構成によると、整合回路20の回路レイアウトが容易になる。また、空芯コイルのサイズや線幅を変更することで、整合回路20の位相変化量を調節することができる。

【0062】
≪第2の実施形態≫
図9は、本発明の第2の実施形態に係る高周波発振器の回路構成を示す。本実施形態に係る高周波発振器100Aは、8個の増幅器10がループ状に接続された8段リング発振器である。上記と同様に、各増幅器10はNMOSFET11で構成されており、増幅器10の段間の整合回路20はトランスで構成されている。

【0063】
高周波発振器100Aは、45°(Π/4)ずつ位相がずれた8相信号を出力する。上記と同様に、入力信号または出力信号が互いに逆位相の関係にある二つの増幅器10は差動増幅対をなしており、整合回路20を構成するトランスの一次巻き線21および二次巻き線22はいずれも一回巻きの空芯コイルで構成されている。

【0064】
以上のように、本実施形態によれば、8段リング発振器を用いて8相発振器を実現することができ、概ね140GHz以上の非常に高い周波数で8相出力を実現することができる。

【0065】
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は上記の実施形態の構成に限られず種々の変形が可能である。例えば、増幅器10をPMOSFET(P-channel Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)で構成してもよい。あるいは、増幅器10をエミッタ接地のバイポーラトランジスタで構成してもよい。

【0066】
また、上記実施形態により示した構成は、本発明の一実施形態に過ぎず、本発明を当該構成に限定する趣旨ではない。
【産業上の利用可能性】
【0067】
本発明に係る高周波発振器は、100GHz以上の高周波の任意の位相数の多相出力を実現することができるため、テラヘルツセンサや300GHz帯の無線通信システムなどの局部発振器として有用である。
【符号の説明】
【0068】
100 高周波発振器
100A 高周波発振器
10 増幅器
11 NMOSFET(トランジスタ)
20 整合回路(トランス)
21 一次巻き線
22 二次巻き線
図面
【図1】
0
【図2】
1
【図3】
2
【図4】
3
【図5】
4
【図6】
5
【図7】
6
【図8】
7
【図9】
8