TOP > 国内特許検索 > 非相反伝送線路装置及びアンテナ装置 > 明細書

明細書 :非相反伝送線路装置及びアンテナ装置

発行国 日本国特許庁(JP)
公報種別 公開特許公報(A)
公開番号 特開2019-153977 (P2019-153977A)
公開日 令和元年9月12日(2019.9.12)
発明の名称または考案の名称 非相反伝送線路装置及びアンテナ装置
国際特許分類 H01P   1/32        (2006.01)
H01P   3/08        (2006.01)
H01Q  13/20        (2006.01)
FI H01P 1/32
H01P 3/08 100
H01Q 13/20
請求項の数または発明の数 5
出願形態 OL
全頁数 20
出願番号 特願2018-039017 (P2018-039017)
出願日 平成30年3月5日(2018.3.5)
発明者または考案者 【氏名】上田 哲也
【氏名】金田 拓海
出願人 【識別番号】504255685
【氏名又は名称】国立大学法人京都工芸繊維大学
個別代理人の代理人 【識別番号】100101454、【弁理士】、【氏名又は名称】山田 卓二
【識別番号】100125874、【弁理士】、【氏名又は名称】川端 純市
審査請求 未請求
テーマコード 5J014
5J045
Fターム 5J014CA42
5J014CA53
5J045AA03
5J045AB05
5J045DA12
5J045EA07
5J045HA03
5J045MA07
要約 【課題】高い効率でかつ複数のバンドで動作可能である非相反伝送線路装置等を提供する。
【解決手段】非相反伝送線路装置は、マイクロ波の伝送線路部分と、並列共振回路を含む直列枝の回路と、直列共振回路を含みかつ伝送線路部分から分岐して当該直列共振回路を介して接地される第1の並列枝の回路と、誘導性素子を等価的に含みかつ伝送線路部分から分岐して当該誘導性素子を介して接地される第2の並列枝の回路とを備えた少なくとも1つの単位セル回路を備えて構成され、かつ、順方向の伝搬定数と逆方向の伝搬定数とが互いに異なるように構成される。各単位セルの伝送線路部分は、マイクロ波の伝搬方向に対して異なる方向に磁化されてジャイロ異方性を有するように自発磁化を有するか又は外部磁界により磁化され、直列枝の回路の共振周波数と、第1及び第2の並列枝の回路の共振周波数を異なるように設定することで、少なくとも2つの周波数で共振する。
【選択図】図4
特許請求の範囲 【請求項1】
マイクロ波の伝送線路部分と、並列共振回路を含む直列枝の回路と、直列共振回路を含みかつ上記伝送線路部分から分岐して当該直列共振回路を介して接地される第1の並列枝の回路と、誘導性素子を等価的に含みかつ上記伝送線路部分から分岐して当該誘導性素子を介して接地される第2の並列枝の回路とを備えた少なくとも1つの単位セル回路を備えて構成され、かつ、順方向の伝搬定数と逆方向の伝搬定数とが互いに異なるように構成された非相反伝送線路装置であって、
上記各単位セルの伝送線路部分は、上記マイクロ波の伝搬方向に対して異なる方向に磁化されてジャイロ異方性を有するように自発磁化を有するか又は外部磁界により磁化され、
上記直列枝の回路の共振周波数と、上記第1及び第2の並列枝の回路の共振周波数を異なるように設定することで、少なくとも2つの周波数で共振することを特徴とする非相反伝送線路装置。
【請求項2】
上記第1の並列枝の回路は、容量性素子と、誘導性素子との直列回路とを含むことを特徴とする請求項1記載の非相反伝送線路装置。
【請求項3】
上記第2の並列枝の回路は、誘導性素子を含むことを特徴とする請求項1又は2記載の非相反伝送線路装置。
【請求項4】
上記直列枝の回路は、
隣接する各単位セル回路間に接続された容量性素子と、
上記伝送線路部分の長手方向を有するように並置された3本のストリップ導体と、
上記3本のストリップ導体のうち、両端のストリップ導体の間に配置されたストリップ導体の実質的な中央部に接続された容量性素子と
を含むことを特徴とする請求項1~3のうちのいずれか1つに記載の非相反伝送線路装置。
【請求項5】
請求項1~4のうちのいずれか1つに記載の非相反伝送線路装置と、
上記非相反伝送線路装置にマイクロ波を入力する給電線路とを備えたことを特徴とするアンテナ装置。
発明の詳細な説明 【技術分野】
【0001】
本発明は、デュアルバンドで動作する非相反伝送線路装置と、それを用いたアンテナ装置に関する。
【背景技術】
【0002】
特許文献1において、広帯域で高周波信号を伝送できる非相反メタマテリアル伝送線路装置及びアンテナ装置が提案されている。
【0003】
また、特許文献2では、伝送線路を用いたマルチバンドフィルタにおいて、複数のフィルタを近接して合成した場合でも、帯域外のアイソレーション特性を改善したマルチバンドフィルタが開示されている。
【0004】
上記の特許文献1,2のほか、2周波で動作するメタマテリアル伝送線路は既に提案され(例えば、非特許文献1参照)、伝搬方向により屈折率が正負入れ替わる非相反メタマテリアル伝送線路及びビーム走査アンテナへの応用も既に提案されている(例えば、非特許文献2参照)。しかし、典型的なビーム走査アンテナとしては、フェーズドアレーアンテナが主流であり、簡易にビーム走査可能なアンテナとして伝送線路からなる漏れ波アンテナが提案されている。
【先行技術文献】
【0005】

【特許文献1】特開2017-152781号公報
【特許文献2】特開2016-005822号公報
【0006】

【非特許文献1】A. Rennings et al., "Extended Composite Right/Light-Handed (E-CRLH) Metamaterial and its Application as Quadband Quarter-Wavelength Transmission Line,", Proceedings of Asia-Pacific Microwave Conference 2016.
【非特許文献2】George V. Eleftheriades et al., "A Generalized Negative-Refractive-Index Transmission-Line (NRI-TL) Metamaterial for Dual-Band and Quad-Band Applications," IEEE Microwave Wireless components Letters, Vol. 17, No. 6, pp.415-417, June 2017.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0007】
しかしながら、2周波で動作する従来例のメタマテリアル線路は相反線路に限定され、非相反メタマテリアル伝送線路及びビーム走査アンテナへの応用としては、従来技術では一周波動作のみ可能であった。
【0008】
また、フェーズドアレーアンテナは多数のアンテナ素子から構成されるが、ビーム走査の際に各アンテナ素子に接続された移相器を独立に制御する必要があり、制御システムが複雑で負荷が大きいという問題点があった。さらに、漏れ波アンテナは一方向伝搬のみで放射効率が低いという問題点があった。
【0009】
従来例のビーム走査アンテナよりも簡易でかつ高効率なビーム走査を可能にする新しい技術として、非相反メタマテリアルからなる共振タイプの漏れ波アンテナを既に提案しているが(例えば、特許文献1参照)、従来の非相反線路では一周波帯域でのみ動作可能であった。
【0010】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、従来技術に比較して高い効率を有し、複数のバンドで動作可能である非相反伝送線路装置及びアンテナ装置及びそれを用いたアンテナ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0011】
第1の発明にかかる非相反伝送線路装置は、マイクロ波の伝送線路部分と、並列共振回路を含む直列枝の回路と、直列共振回路を含みかつ上記伝送線路部分から分岐して当該直列共振回路を介して接地される第1の並列枝の回路と、誘導性素子を等価的に含みかつ上記伝送線路部分から分岐して当該誘導性素子を介して接地される第2の並列枝の回路とを備えた少なくとも1つの単位セル回路を備えて構成され、かつ、順方向の伝搬定数と逆方向の伝搬定数とが互いに異なるように構成された非相反伝送線路装置であって、
上記各単位セルの伝送線路部分は、上記マイクロ波の伝搬方向に対して異なる方向に磁化されてジャイロ異方性を有するように自発磁化を有するか又は外部磁界により磁化され、
上記直列枝の回路の共振周波数と、上記第1及び第2の並列枝の回路の共振周波数を異なるように設定することで、少なくとも2つの周波数で共振することを特徴とする。
【0012】
上記非相反伝送線路装置において、上記第1の並列枝の回路は、容量性素子と、誘導性素子との直列回路とを含むことを特徴とする。
【0013】
また、上記非相反伝送線路装置において、上記第2の並列枝の回路は、誘導性素子を含むことを特徴とする。
【0014】
さらに、上記非相反伝送線路装置において、
上記直列枝の回路は、
隣接する各単位セル回路間に接続された容量性素子と、
上記伝送線路部分の長手方向を有するように並置された3本のストリップ導体と、
上記3本のストリップ導体のうち、両端のストリップ導体の間に配置されたストリップ導体の実質的な中央部に接続された容量性素子と
を含むことを特徴とする。
【0015】
第2の発明にかかるアンテナ装置は、
上記非相反伝送線路装置と、
上記非相反伝送線路装置にマイクロ波を入力する給電線路とを備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【0016】
従って、本発明にかかる非相反伝送線路装置及びそれを用いたアンテナ装置によれば、伝搬方向により非相反メタマテリアル伝送線路の動作が少なくとも2周波の帯域で可能となる。さらに共振構造を採用することにより、高効率ビーム走査アンテナ装置が少なくとも2周波で動作可能となり、マルチバンド動作が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【0017】
【図1A】従来例にかかるシングルバンドの非相反右手/左手系複合(CRLH)メタマテリアル伝送線路の単位セル回路20Sの等価回路を示す回路図である。
【図1B】実施形態にかかるデュアルバンドの非相反右手/左手系複合(CRLH)メタマテリアル伝送線路の単位セル回路20の等価回路を示す回路図である。
【図2】実施形態にかかるデュアルバンドの非相反右手/左手系複合(CRLH)メタマテリアル伝送線路の非平衡型分散曲線の一例を示すグラフである。
【図3】実施形態にかかるデュアルバンドの非相反右手/左手系複合(CRLH)メタマテリアル伝送線路の平衡型分散曲線の一例を示すグラフである。
【図4】実施形態にかかるデュアルバンドの非相反右手/左手系複合(CRLH)メタマテリアル伝送線路の構成例を示す斜視図である。
【図5】図4のA-A’線についての縦断面図である。
【図6】図4のデュアルバンドの非相反右手/左手系複合(CRLH)メタマテリアル伝送線路の単位セル回路20の詳細構成例を示す平面図である。
【図7】図4のデュアルバンドの非相反右手/左手系複合(CRLH)メタマテリアル伝送線路の単位セル回路20を示す図6と、等価回路との対応関係を示す模式図である。
【図8A】比較例にかかる並列枝の回路と伝送線路のみからなる単位セル回路20Aの構成例を示す平面図である。
【図8B】図8Aの単位セル回路20AのSパラメータの周波数特性を示すグラフである。
【図9A】比較例にかかる直列枝の回路と伝送線路のみからなる単位セル回路20Bの構成例を示す平面図である。
【図9B】図9Aの単位セル回路20BのSパラメータの周波数特性を示すグラフである。
【図10】実施形態にかかる、直列枝の回路及び並列枝の回路と伝送線路からなる単位セル回路20のSパラメータの周波数特性を示すグラフである。
【図11】図6の単位セル回路20において、バンドギャップが存在するときのSパラメータの周波数特性を示すグラフである。
【図12A】図8Aの単位セル回路20Aにおいて、パラメータlを5.2mmから5.4mmに変更したときのSパラメータの周波数特性を示すグラフである。
【図12B】図9Aの単位セル回路20Bにおいて、パラメータCを0.3pFから0.4pFに変更したときのSパラメータの周波数特性を示すグラフである。
【図13A】図8Aの単位セル回路20Aにおいて、実効磁化μを105mTから178mTに変更したときのSパラメータの周波数特性を示すグラフである。
【図13B】図9Aの単位セル回路20Bにおいて、実効磁化μを105mTから178mTに変更したときのSパラメータの周波数特性を示すグラフである。
【図14】図4Aのデュアルバンドの非相反右手/左手系複合(CRLH)メタマテリアル伝送線路の分散曲線の一例を示すグラフである。
【図15A】図4Aのデュアルバンドの非相反右手/左手系複合(CRLH)メタマテリアル伝送線路を用いたアンテナ装置の放射パターンの一例を示す側面図である。
【図15B】図4Aのデュアルバンドの非相反右手/左手系複合(CRLH)メタマテリアル伝送線路を用いたアンテナ装置において周波数fc1=5.69GHzでの放射パターンを示すパターン図である。
【図15C】図4Aのデュアルバンドの非相反右手/左手系複合(CRLH)メタマテリアル伝送線路を用いたアンテナ装置において周波数fc2=7.43GHzでの放射パターンを示すパターン図である。
【図16A】図4Aのデュアルバンドの非相反右手/左手系複合(CRLH)メタマテリアル伝送線路の単位セル回路20において直列枝の回路の並列共振回路部分の挿入位置を変更したときの単位セル回路20Cの構成例を示す平面図である。
【図16B】図16Aの単位セル回路20CのSパラメータの周波数特性を示すグラフである。
【図17A】図4Aのデュアルバンドの非相反右手/左手系複合(CRLH)メタマテリアル伝送線路の単位セル回路20において短絡スタブ回路を単位セル回路の中心位置からずらしたときの単位セル回路20Dの構成例を示す平面図である。
【図17B】図17Aの単位セル回路20DのSパラメータの周波数特性を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【0018】
以下、比較例及び本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の実施形態において、同一又は同様の構成要素については同一の符号を付している。

【0019】
図1Aは従来例にかかるシングルバンドの非相反右手/左手系複合(CRLH)メタマテリアル伝送線路の単位セル回路20Sの等価回路を示す回路図である。また、図1Bは実施形態にかかるデュアルバンドの非相反右手/左手系複合(CRLH)メタマテリアル伝送線路の単位セル回路20の等価回路を示す回路図である。

【0020】
図1A及び図1Bにおいて、単位セル回路20,20Pは、端子T1,T2のポートP1と、端子T3,T4のポートP2との間に、
(1)周期長p/2の2個の伝送線路1,2と、
(2)2個の直列枝の回路61又は61A,62又は62Aと、
(3)並列枝の回路63又は63Aと
を備えて構成される。

【0021】
図1Bのデュアルバンドの非相反CRLHメタマテリアル伝送線路の単位セル回路20は、図1Aのデュアルバンドの非相反CRLHメタマテリアル伝送線路の単位セル回路20Pに比較して、以下の点が異なる。
(1)図1Aの2個の直列枝の回路61A,62AであるインピーダンスZ/2をそれぞれ、キャパシタ2Cと、インダクタL/2及びキャパシタ2Cの並列共振回路との直列回路(インピーダンスZ/2)からなる直列枝の回路61,62に置き換えた。
(2)図1Aの並列枝の回路であるアドミタンスY(インダクタL)を、インダクタLと、インダクタL及びキャパシタCの直列回路との並列回路(アドミタンスY)からなる並列枝の回路63に置き換えた。
すなわち、直列枝の回路61A,62Aに並列共振回路を挿入し、並列枝の回路63Aに直列共振回路を新たに追加挿入することで,デュアルバンドで動作させることができる。

【0022】
図1Bに示すデュアルバンド動作可能な非相反CRLH伝送線路の単位セル回路の等価回路に対して、直列枝の回路61,62に追加した並列共振回路のキャパシタ(合成値)をCとし、インダクタ(合成値)をLとする。従来例にかかるシングルバンドの直列枝の回路61A,62AのキャパシタをCとする。並列枝の回路63に追加した直列共振回路のキャパシタ(合成値)をCとし、インダクタ(合成値)をLとする。従来例にかかるシングルバンドの並列枝の回路のインダクタをLとする。ここで、直列枝の回路61,62の合成インピーダンスをZ,並列枝の回路の合成アドミタンスをYとする。単位セル回路20の周期長をpとする。伝送線路1,2は非相反CRLH線路となっており,伝搬方向により特性インピーダンスと位相定数が異なる。順方向伝搬の特性インピーダンスをZとし、位相定数をβとし、逆方向伝搬の特性インピーダンスをZとし、位相定数をβとする。さらに、次式のようにおく。

【0023】
【数1】
JP2019153977A_000003t.gif

【0024】
単位セル回路20の両端に対して周期的境界条件を課すことにより、次のような分散関係式を得る。

【0025】
【数2】
JP2019153977A_000004t.gif

【0026】
ここで、βは周期構造に沿って伝搬する電磁波の位相定数である。式(2)の右辺は式(1)から分かるように動作角周波数ωの関数である。従って、式(2)は動作角周波数ωと位相定数βの関係(分散関係)を表す。また、式(2)の構造から、動作角周波数ωと位相定数βの関係を図示した分散曲線において、対称軸がβ=0の周波数軸からβ軸に沿って、β=Δβだけシフトしていることがわかる。このシフト量Δβが対象の伝送線路に対して非相反性を与える。

【0027】
式(2)において、単位セル回路の周期長pがサブ波長なので、
【数3】
JP2019153977A_000005t.gif
を仮定し、
【数4】
JP2019153977A_000006t.gif
をテーラー展開し,二次項まで考慮する。
さらに式(2)に式(1)のインピーダンスZ、アドミタンスYを代入し、さらに平衡条件を調べるためにβ=Δβを代入して整理すると,以下の動作角周波数ωに関する8次方程式が得られる。

【0028】
【数5】
JP2019153977A_000007t.gif

【0029】
ここで、次式とおいている。

【0030】
【数6】
JP2019153977A_000008t.gif

【0031】
この式(3)はωの4次方程式と考えることができる。動作角周波数ωはω>0なので、ωをω’と置くと,ω’に関する4次方程式からωの解が4つ得られる。ω’が2つの重解を持つとき、2周波でバンドギャップが閉じることが分かる。

【0032】
特別な場合として、無損失かつ線路構造の非対称性によるZ,Zの差が小さく、Z=Z=Zが近似的に成り立つ場合、バンドギャップのない平衡条件は簡単化され以下の二式で表される。

【0033】
【数7】
JP2019153977A_000009t.gif
(4)

【0034】
図2は実施形態にかかるデュアルバンドの非相反右手/左手系複合(CRLH)メタマテリアル伝送線路の非平衡型分散曲線の一例を示すグラフである。

【0035】
図2から明らかなように、上側バンドでのバンドギャップにおけるカットオフ周波数は,並列枝の回路63のアドミタンスYshがゼロとなる並列共振周波数fsh2と直列枝の回路61,62のインピーダンスZseがゼロとなる直列共振周波数fse2である。バンドギャップの上側及び下側カットオフ周波数はfsh2とfse2のどちらかであり、大小により入れ替わる。下側バンドでも同様にバンドギャップにおけるカットオフ周波数は,並列枝の回路63のアドミタンスYshがゼロとなる並列周波数fsh1と直列枝のインピーダンスがゼロとなる直列共振周波数fse1である。

【0036】
以下では、
(1)下側バンド下端のカットオフ周波数から動作周波数min(fse1,fsh1)までの帯域を第1バンドとし、
(2)動作周波数max(fse1,fsh1)から下側バンド上端のカットオフ周波数までの帯域を第2バンドとし、
(3)上側バンド下端のカットオフ周波数から動作周波数min(fse2,fsh2)までの帯域を第3バンドとし、
(4)動作周波数max(fse2,fsh2)から下側バンド上端のカットオフ周波数までの帯域を第4バンドとする。
但し、min(X1,X2)は変数X1とX2のうち小さい方の値を表し、max(X1,X2)は変数X1とX2のうち大きい方の値を表す関数である。

【0037】
図2の分散曲線において、特別な場合としてfsh1=fse1=fc1かつfsh2=fse2=fc2が満足する場合、第1バンドと第2バンドの間のバンドギャップ及び第3バンドと第4バンドの間のバンドギャップが消失する。以下では、この条件を満たす分散曲線を平衡型と呼ぶことにする。このときの分散曲線を図3に示す。分散曲線が交差する2点の動作周波数は下側の周波数からfc1及びfc2となる。

【0038】
図4は実施形態にかかるデュアルバンドの非相反右手/左手系複合(CRLH)メタマテリアル伝送線路の構成例を示す斜視図である。また、図5は図4のA-A’線についての縦断面図である。すなわち、図4及び図5は、図1Bに示されたデュアルバンド動作可能な非相反CRLH伝送線路の等価回路に対する具体的構造の一例を斜視図として表す。

【0039】
図4及び図5のデュアルバンドの非相反CRLH伝送線路は,裏面に接地導体11を有する誘電体基板10上に形成されたポートP11とポートP12の間において、複数N個の単位セル回路20が縦続接続されて構成される。ここで、ストリップ導体21と接地導体11とによりマイクロ波線路(給電線路)のポートP11を構成し、ストリップ導体22と接地導体11とによりマイクロ波線路(給電線路)のポートP12を構成する。各単位セル回路20においては、一本のフェライトロッド12上に、接地導体11とストリップ導体31~33からなるマイクロストリップ線路(伝送線路)を基礎として、容量素子にはチップキャパシタ41~44を用い、誘導素子としては2種類の短絡スタブ回路を挿入して構成している。図5に示すように、第1の誘導性絡スタブ回路は、ストリップ導体34及び接地されたビア導体35を備えて構成され、キャパシタ44を介してストリップ導体31に接続される。また、第2の誘導性絡スタブ回路は、ストリップ導体33及び接地されたビア導体36を備えて構成され、ストリップ導体33に接続される。

【0040】
次いで、数値計算に用いた共通の構造パラメータを以下の通りである。
(1)単位セル回路の線路長(長手方向の周期)p=5mm、セル数N=5、誘電体基板10の幅w=15mm,基板長l=35.5mm,フェライトロッド12の幅w=1.8mm,フェライトロッド12の長さl=25.5mm。
(2)短絡スタブ回路用のビア導体35,35の半径r=0.5mm,ストリップ導体31~34の厚さd=18μm、誘電体基板10の厚さd=0.8mm、誘電体基板10の誘電率ε=2.62、フェライトロッド12の比誘電率ε=15、フェライトロッド12の実効磁化μ=105mT、内部直流磁界μ=30mT。
(3)ポートP11,P12のストリップ導体21,22の幅wp=3.5mm、その長さlp=5mm。

【0041】
図6は図4のデュアルバンドの非相反右手/左手系複合(CRLH)メタマテリアル伝送線路の単位セル回路20の詳細構成例を示す平面図である。図6において、単位セル回路20の構造パラメータは以下の通りである。

【0042】
(1)ストリップ導体31,32,33の線路幅(合計値)w=1.8mm、線路長l=4.5mm、3本に分かれたストリップ導体31,32,33の線路幅w=0.4mm、同線路長l=3.5mm。
(2)直列枝の回路61,62に挿入される並列共振回路内のチップキャパシタC=0.3pF、直列枝の回路61,62に挿入されるチップキャパシタ(両端)C=0.3pF。
(3)並列枝の回路63に挿入される直列共振回路内のチップキャパシタC=0.1pF。
(4)図6の上側に挿入された短絡スタブ回路のストリップ導体36の幅w=2mm,同スタブ長(ストリップ導体36の長さ)l=0.8mm。
(5)図6の下側に挿入された短絡スタブ回路のストリップ導体34の幅w=1mm,同スタブ長(ストリップ導体34及びビア導体35の長さ)l=5.2mm。

【0043】
図7は、図4のデュアルバンドの非相反右手/左手系複合(CRLH)メタマテリアル伝送線路の単位セル回路20を示す図6と、等価回路との対応関係を示す模式図である。

【0044】
次いで、図8A~図10Bを参照して,数値シミュレーションによる構成手順として,バンドギャップのない平衡型線路の構成法について以下に説明する。

【0045】
図8Aは比較例にかかる並列枝の回路と伝送線路のみからなる単位セル回路20Aの構成例を示す平面図である。また、図8Bは図8Aの単位セル回路20AのSパラメータの周波数特性を示すグラフである。

【0046】
図8Aの単位セル回路20Aでは、図7に示した単位セル回路20を構成する要素のうち、マイクロストリップ線路である伝送線路に対して並列枝の回路の要素のみが挿入された線路構造の場合の散乱パラメータ(透過係数S21,S12及び反射係数S11,S22)を示す。数値計算に用いたパラメータは図6の場合と同じ値である。

【0047】
この散乱パラメータから並列枝の回路63のアドミタンスYと伝送線路1,2の並列アドミタンスとの合成アドミタンスがゼロとなる2つの並列共振周波数fsh1とfsh2が求められる。ここでは、反射係数S11,S22が-3dB低下する周波数をカットオフ周波数として考える。ここで得られるカットオフ周波数fsh1及びfsh2は2つのバンド間のバンドギャップの大きさに関係する。詳細は後の図11で説明する。また、構造パラメータの選択によっては、図8Bに示すように4つのバンドが現れない場合があるので,構成の際には、4つのバンド全てが現れるように構造パラメータの組み合わせを限定する必要がある。

【0048】
図9Aは比較例にかかる直列枝の回路と伝送線路のみからなる単位セル回路20Bの構成例を示す平面図である。また、図9Bは図9Aの単位セル回路20BのSパラメータの周波数特性を示すグラフである。図9Aの単位セル回路20Bは、図7に示した単位セル回路20を構成する要素のうち、マイクロストリップ線路である伝送線路に対して、直列枝の回路の要素のみが挿入された線路構造の場合の散乱パラメータ(透過係数S21,S12及び反射係数S11,S22)を示す。

【0049】
この散乱パラメータから直列枝の回路61,62のインピーダンスZと伝送線路1,2の直列枝インピーダンスとの合成インピーダンスがゼロとなる2つの直列共振周波数fse1とfse2が得られる。ここで得られるカットオフ周波数fse1及びfse2も2バンド間のバンドギャップの大きさに関係する。図8Bの場合と同様に、構造パラメータの選択によっては図に示すように4つのバンドが現れない場合があるので,構成の際には、4つのバンド全てが現れるように構造パラメータの組み合わせを限定する必要がある。

【0050】
図10は実施形態にかかる、直列枝の回路及び並列枝の回路と伝送線路からなる単位セル回路20のSパラメータの周波数特性を示すグラフである。この単位セル回路20は、直列枝の回路61,62の素子と、並列枝の回路63の素子を両方考慮して、本実施形態にかかるデュアルバンド非相反CRLH伝送線路の散乱パラメータを図10に示す。

【0051】
図8Bで求められる並列枝の回路63の並列共振の第1周波数をfsh1=5.8GHzとし、図9Bで求められる直列枝の直列共振の第1周波数をfse1=5.2GHzとして複合構造を構成することにより、図10の結果を得ている。

【0052】
図10から明らかなように、第1バンドと第2バンドの間のバンドギャップが閉じていることが分かる。このように、あらかじめ並列共振周波数と直列共振周波数を一致させず、今回の線路構造の場合、並列共振の第1周波数fsh1を直列共振の第1周波数fse1より600MHz程高く構成しておく必要があることが分かる。第1バンドと第2バンドの境界に相当する周波数がfc1=5.61GHzとなっており,複合構造の周波数fc1は並列共振の第1周波数fsh1と、直列共振の第1周波数fse1の間に挟まれた帯域内の周波数になることが分かる。

【0053】
一方、図8Bで求められる並列枝の回路63の並列共振の第2周波数をfsh2=7.5GHzとし、図9Bで求められる直列枝の回路61,62の直列共振の第2周波数をfse1=7.3GHzとして構成することにより、第3バンドと第4バンドの間のバンドギャップが閉じていることが図10から確認できる。上側のバンドにおいても、並列共振の第2周波数fsh2と、直列共振の第2周波数fse2を一致させず、図10の場合、並列共振の第2周波数fsh2を直列共振の第2周波数fse2より200MHz程高く構成しておく必要があることが分かる。第3バンドと第4バンドの境界に相当する周波数がfc2=7.43GHzとなっており,複合構造の周波数は、並列共振の第2周波数fsh2と、直列共振の第2周波数fse2の間に挟まれたバンド内の周波数になることが分かる。

【0054】
図11は図6の単位セル回路20において、バンドギャップが存在するときのSパラメータの周波数特性を示すグラフである。

【0055】
伝送線路の構造パラメータを十分調整しないと、第1バンドと第2バンドの間、また第3バンドと第4バンドの間にバンドギャップが存在する結果となる。このときの散乱パラメータの一例を図11に示す。周期構造のBragg散乱によって生じる第2バンドと第3バンドの間のバンドギャップの大きさも、構造パラメータにより変化することが図10と図11の比較により分かる。周波数fsh1-2と周波数fse1-2を合わせることでバンド間のバンドギャップを小さくすることができる。

【0056】
ここで、周期構造のBragg散乱によって生じる第2バンドと第3バンドの間のバンドギャップが大きいと、図11のように第2バンドと第3バンドの帯域幅が狭くなってしまうので,このバンドギャップをできるだけ小さくするように構造パラメータを調整する必要がある。

【0057】
図12Aは図8Aの単位セル回路20Aにおいて、パラメータlを5.2mmから5.4mmに変更したときのSパラメータの周波数特性を示すグラフである。また、図12Bは図9Aの単位セル回路20Bにおいて、パラメータCを0.3pFから0.4pFに変更したときのSパラメータの周波数特性を示すグラフである。

【0058】
等価回路に含まれる回路パラメータは全部でw,l,w,l,C,C,C,w,lがあり,各回路パラメータが各共振周波数に及ぼす影響は異なる。この影響を具体的に示す1つ目の例として、図8Aの並列枝の回路63の素子と伝送線路のみからなる単位セル回路20Aにおいて、直列共振回路からなる短絡スタブ長をl=5.2mmからl=5.4mmに変更した場合のカットオフ周波数の変化の様子を図12Aに示している。2つ目の例として,図9Aの直列枝の回路61,62の素子と伝送線路のみからなる単位セル回路20Bにおいて、直列枝の回路61,62に挿入された並列共振回路内のキャパシタンスをC=0.3pFからC=0.4pFに変更した場合のカットオフ周波数の変化の様子を図12Bに示す。

【0059】
図13Aは図8Aの単位セル回路20Aにおいて、実効磁化μを105mTから178mTに変更したときのSパラメータの周波数特性を示すグラフである。また、図13Bは図9Aの単位セル回路20Bにおいて、実効磁化μを105mTから178mTに変更したときのSパラメータの周波数特性を示すグラフである。

【0060】
フェライトロッド12の実効磁化がμ=105mT、及び178mTの2通りの場合の散乱パラメータの比較を図13A及び図13Bに示す。図13A及び13Bにはそれぞれ、それぞれ並列枝の回路63の素子のみが挿入された場合、直列枝の回路61,62の素子のみが挿入された場合の散乱パラメータを示す。図13A及び図13Bの結果からわかるように,実効磁化の変化により,直列共振周波数だけでなく並列共振周波数も大きく変化する。パラメータ調整においてこの点も考慮する必要がある。

【0061】
図14は図4Aのデュアルバンドの非相反右手/左手系複合(CRLH)メタマテリアル伝送線路の分散曲線の一例を示すグラフである。

【0062】
数値計算に用いた線路構造の単位セル回路20は図10Aと同一であり、平衡型の場合である。第1バンドと第2バンドの境界に相当し、分散曲線の下側の交点に対応する周波数fc1=5.69GHzにおいて、非相反性はΔβp/π=-0.087となり、これは第3バンドと第4バンドの境界に相当し、分散曲線の上側の交点に対応する周波数fc2=7.43GHzで非相反性はΔβp/π=-0.107となっており、いずれの帯域においても非相反性が発現していることが確認できる。

【0063】
図15Aは図4Aのデュアルバンドの非相反右手/左手系複合(CRLH)メタマテリアル伝送線路を用いたアンテナ装置の放射パターンの一例を示す側面図である。また、図15Bは図4Aのデュアルバンドの非相反右手/左手系複合(CRLH)メタマテリアル伝送線路を用いたアンテナ装置において周波数fc1=5.69GHzでの放射パターンを示すパターン図である。さらに、図15Cは図4Aのデュアルバンドの非相反右手/左手系複合(CRLH)メタマテリアル伝送線路を用いたアンテナ装置において周波数fc2=7.43GHzでの放射パターンを示すパターン図である。図15Aのアンテナ装置は図4の非相反CRLH伝送線路を用いたアンテナ装置であって、非相反CRLH伝送線路の両端のポートP11又はP12から所定のマイクロ波信号を入力したときに、当該非相反CRLH伝送線路から対応する電磁波を放射することで、アンテナ装置として構成する。

【0064】
図15Aに示すように、放射方向の角度を定める。図14に示す分散曲線で交点に対応する2周波として、周波数5.61GHz及び7.48GHzでの放射パターンを図15B及び図15Cに示す。

【0065】
図15B及び図15Cから明らかなように、動作周波数5.61GHz及び7.48GHzでは、電磁波の伝搬方向に関わらず、放射方向がほぼ同じ向きとなっており,それぞれビーム放射角が-18°となっていることを数値計算により確認できる。なお、分散曲線から算出される動作周波数と放射パターンから推定される動作周波数は若干のずれが存在している。

【0066】
図16Aは図4Aのデュアルバンドの非相反右手/左手系複合(CRLH)メタマテリアル伝送線路の単位セル回路20において直列枝の回路の並列共振回路部分の挿入位置を変更したときの単位セル回路20Cの構成例を示す平面図である。また、図16Bは図16Aの単位セル回路20CのSパラメータの周波数特性を示すグラフである。

【0067】
等価回路としては同じであっても、具体的な構成方法によっては、構成が難しくなる場合がある。図16Aに示す比較例の単位セル回路20Cは、等価回路に基づいて構成しているが、並列共振回路部分を、単位セル回路20Cの左右に二箇所配置した構造となっている。ここで、43a~43dは当該並列共振回路部分のキャパシタである。構造パラメータは並列枝の回路63のアドミタンスYがゼロとなる並列共振周波数と直列枝の回路61,62のインピーダンスZがゼロとなる直列共振周波数が一致するように調整した上で非相反CRLH伝送線路を構成したときの構造パラメータで数値計算した結果である。しかし、直列枝の回路61,62の素子と、並列枝の回路63の素子を両方含めた非相反CRLH伝送線路の場合、本来消失すべき第3バンドと第4バンドの間のバンドギャップが大きくなっていることが分かる。以上のことから、直列枝の回路61,62に挿入される並列共振回路部分は、セルの中心に配置する方が、構成するのに容易であることが分かる。

【0068】
図17Aは図4Aのデュアルバンドの非相反右手/左手系複合(CRLH)メタマテリアル伝送線路の単位セル回路20において短絡スタブ回路を単位セル回路20Dの中央線CLからずらしたときの単位セル回路20Dの構成例を示す平面図である。また、図17Bは図17Aの単位セル回路20DのSパラメータの周波数特性を示すグラフである。

【0069】
等価回路としては同じであるが、具体的な構造の場合、構成が困難になる別の例として、並列枝の回路63に挿入される2種類の短絡スタブ回路が単位セル回路の中心ラインからずれた位置に挿入された場合を図17Aに示す。ここでは、構造パラメータは並列枝の回路63の並列共振周波数と、直列枝の回路の直列共振周波数が一致するように調節して、非相反CRLH伝送線路の伝送特性を数値計算した結果を表している。図17Bから明らかなように、が,第1バンドと第2バンドの間のバンドギャップが大きくなっていることが分かる。以上のように、並列枝の回路63に挿入される2種類の短絡スタブはセルの中心ライン付近に挿入する方が構成しやすいことが分かる。

【0070】
以上説明したように、好ましい実施形態を示す図6の単位セル回路20では、以下のように構成することが好ましい。
(1)直列枝の回路61,62の並列共振部分は単位セル回路20の実質的な中央部(中心位置)に置く方が良い。
(2)並列枝の回路63の2種類の短絡スタブ回路を単位セル回路20の中心ラインに挿入することが好ましい。

【0071】
以上の点を踏まえて,図6に示すように、直列枝の回路61,62の並列共振回路部分を中央のマイクロストリップ線路を構成するストリップ導体32の中央部に、キャパシタ42が当該単位セル回路20の中央に位置するように挿入し,対称性を保つためにキャパシタ42の外側に誘導性素子形成のために二本の細線のストリップ導体31,33が形成されている。また、並列枝の回路63の2種類の短絡スタブ回路は、マイクロストリップ線路(伝送線路)の両側(図6の上下方向)にそれぞれ短絡スタブ回路、及び直列共振回路部分として、キャパシタンスを挿入した短絡スタブ回路を挿入する。

【0072】
以上の実施形態にかかる非相反CRLH伝送線路は、単位セル回路20を少なくとも1つ備えて構成すればよい。

【0073】
以上の実施形態において、容量性素子又は誘導性素子は等価的に構成されるものであってもよい。例えば等価的な容量性素子は導体間の空隙により形成され、等価的な誘導性素子は所定幅のストリップ導体で形成可能である。
【産業上の利用可能性】
【0074】
以上詳述したように、本発明によれば、伝搬方向により非相反メタマテリアル伝送線路の動作が少なくとも2周波の帯域で可能となる。さらに共振構造を採用することにより、高効率ビーム走査アンテナ装置が少なくとも2周波で動作可能となり、マルチバンド動作が可能になる。
【符号の説明】
【0075】
1,2…伝送線路、
10…誘電体基板、
11…接地導体、
12…フェライトロッド、
20…単位セル回路、
21~34,36…ストリップ導体、
35…ビア導体、
41~44…キャパシタ、
50…電磁石、
61,62…直列枝の回路、
63…並列枝の回路、
P1,P2,P11,P12…ポート、
T1~T4…端子。
図面
【図1A】
0
【図1B】
1
【図2】
2
【図3】
3
【図4】
4
【図5】
5
【図6】
6
【図7】
7
【図8A】
8
【図8B】
9
【図9A】
10
【図9B】
11
【図10】
12
【図11】
13
【図12A】
14
【図12B】
15
【図13A】
16
【図13B】
17
【図14】
18
【図15A】
19
【図15B】
20
【図15C】
21
【図16A】
22
【図16B】
23
【図17A】
24
【図17B】
25