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NONRECIPROCAL TRANSMISSION LINE DEVICE

外国特許コード	F160008689
整理番号	J1012-05WO
掲載日	2016年3月10日
出願国	世界知的所有権機関（ＷＩＰＯ）
国際出願番号	2014JP054552
国際公開番号	WO 2014136621
国際出願日	平成26年2月25日(2014.2.25)
国際公開日	平成26年9月12日(2014.9.12)
優先権データ	特願2013-042156 (2013.3.4) JP
発明の名称（英語）	NONRECIPROCAL TRANSMISSION LINE DEVICE
発明の概要（英語）	Setting the phase constant of a first mode for transmission in the forward direction to β_p and the phase constant of a second mode for transmission in the reverse direction to β_m, near the intersection point of the dispersion curve indicating the relation between the phase constant β_p and the operating angular frequency, and the dispersion curve indicating the relation between the phase constant β_m and the operating angular frequency, the electrical lengths La and Lb of stub conductors (13A, 13B) are configured such that the function of the nonreciprocal phase shift amount β_NR=(β_p-β_m)/2 with respect to the operating angular frequency approximates that function of the nonreciprocal phase shift amount β_NR with respect to the operating angular frequency when beam squint does not occur, beam squint being the phenomenon in which the direction of emission of electromagnetic waves from the nonreciprocal transmission line device (70F) changes with the frequency.
出願人（英語） ※2012年7月以前掲載分については米国以外のすべての指定国	JAPAN SCIENCE AND TECHNOLOGY AGENCY
発明者（英語）	UEDA TETSUYA POROKHNYUK ANDREY
国際特許分類(IPC)	H01P 1/32 非可逆性伝送装置 H01Q 1/00 空中線の細部または空中線に関連する構成 H01Q 13/24 誘電体または強磁性体の棒や管からなるもの

日本語項目の表示

発明の名称	非相反伝送線路装置
発明の概要	順方向で伝搬する第１のモードの位相定数をβ_ｐとし、逆方向で伝搬する第２のモードの位相定数をβ_ｍとしたとき、各スタブ導体（１３Ａ，１３Ｂ）の各電気長Ｌａ及びＬｂは、位相定数β_ｐと動作角周波数との関係を示す分散曲線と、位相定数β_ｍと動作角周波数との関係を示す分散曲線との交点の近傍において、動作角周波数に対する非相反移相量β_ＮＲ＝（β_ｐ－β_ｍ）／２の関数が、非相反伝送線路装置（７０Ｆ）から放射される電磁波の放射方向が周波数に応じて変化する現象であるビームスクイントが発生しないときの、動作角周波数に対する非相反移相量β_ＮＲの関数に近接するように設定される。
特許請求の範囲	[請求項1] マイクロ波の伝送線路部分と、容量性素子を等価的に含む直列枝の回路と、上記伝送線路部分からそれぞれ分岐して設けられかつ誘導性素子を等価的に含む第１及び第２の並列枝の回路とを有する少なくとも１つの単位セルを、第１と第２のポートの間で縦続接続して構成され、順方向の伝搬定数と逆方向の伝搬定数とが互いに異なる非相反伝送線路装置において、上記各単位セルの伝送線路部分は、上記マイクロ波の伝搬方向に対して異なる方向に磁化されてジャイロ異方性を有するように自発磁化を有するか又は外部磁界により磁化され、上記第１の並列枝の回路は、第１の電気長を有する第１のスタブ導体であり、上記第２の並列枝の回路は、第１の電気長より短い第２の電気長を有する第２のスタブ導体であり、上記順方向で伝搬する第１のモードの位相定数をβ_ｐとし、上記逆方向で伝搬する第２のモードの位相定数をβ_ｍとしたとき、上記第１の電気長及び上記第２の電気長は、位相定数β_ｐと動作角周波数との関係を示す分散曲線と、位相定数β_ｍと動作角周波数との関係を示す分散曲線との交点の近傍において、動作角周波数に対する非相反移相量β_ＮＲ＝（β_ｐ－β_ｍ）／２の関数が、上記非相反伝送線路装置から放射される電磁波の放射方向が周波数に応じて変化する現象であるビームスクイントが発生しないときの、動作角周波数に対する非相反移相量β_ＮＲＺの関数に近接するように設定されたことを特徴とする非相反伝送線路装置。 [請求項2] 上記関数は、動作角周波数に比例する関数であることを特徴とする請求項１記載の非相反伝送線路装置。 [請求項3] 上記第１のスタブ導体は第１のアドミタンスを有し、上記第２のスタブ導体は第２のアドミタンスを有し、上記第１及び第２の電気長は、（ａ）上記交点における動作角周波数より低い所定の動作角周波数において、上記第１のアドミタンスが上記第２のアドミタンスに実質的に一致し、かつ（ｂ）上記所定の動作角周波数において、上記第１及び第２のアドミタンスの各虚部が負であることを特徴とする請求項２記載の非相反伝送線路装置。 [請求項4] 上記第１のスタブ導体は短絡スタブでありかつ上記第１の電気長は管内波長の１／２より長いように設定され、上記第２のスタブ導体は短絡スタブでありかつ上記第２の電気長は上記管内波長の１／４より短いように設定されたことを特徴とする請求項３記載の非相反伝送線路装置。 [請求項5] 上記第１のスタブ導体は開放スタブでありかつ上記第１の電気長は管内波長の１／４より長いように設定され、上記第２のスタブ導体は短絡スタブでありかつ上記第２の電気長は上記管内波長の１／４より短いように設定されたことを特徴とする請求項３記載の非相反伝送線路装置。 [請求項6] 上記各第１のスタブ導体の間に設けられ、上記各第１のスタブ導体間を遮蔽する接地導体をさらに備えたことを特徴とする請求項１～５のうちのいずれか１つに記載の非相反伝送線路装置。 [請求項7] 請求項１乃至６のうちのいずれか１つに記載の非相反伝送線路装置を備えたことを特徴とするアンテナ装置。
明細書	明　細　書発明の名称 : 非相反伝送線路装置技術分野 [0001] 本発明は、順方向の伝搬定数と逆方向の伝搬定数とが互いに異なる非相反伝送線路装置及び当該非相反伝送線路装置を備えたアンテナ装置に関する。背景技術 [0002] メタマテリアルの一つとして右手／左手系複合伝送線路（以下、ＣＲＬＨ（Composite Right/Left-Handed）伝送線路という。）が知られている。ＣＲＬＨ伝送線路は、所定の周波数帯域で負の実効透磁率及び負の実効誘電率を有するように、波長に比べて十分に小さい間隔で、線路の直列枝に容量素子を実質的に周期的に挿入し、シャント枝に誘導性素子を実質的に周期的に挿入して構成される。最近、ＣＲＬＨ伝送線路に対して非可逆伝送の機能を付加した非可逆（非相反ともいう。）移相ＣＲＬＨ伝送線路が提案されている（例えば、特許文献１～３参照。）。非可逆移相ＣＲＬＨ伝送線路は、同一の周波数を有する電磁波が順方向に伝搬するときは正の屈折率を示し、逆方向に伝搬するときは負の屈折率を示すことができる。 [0003] 非可逆移相ＣＲＬＨ伝送線路を用いて伝送線路共振器を構成すると、共振周波数を変えることなく共振器サイズを自由に変えることができる。さらに、共振器上の電磁界分布は、進行波共振器の電磁界分布と同様である。このため、非可逆移相ＣＲＬＨ伝送線路を用いた伝送線路共振器を用いて、電磁界の振幅が一様でありかつ電磁界の位相が線路に沿って一定の勾配で直線的に変化する擬似進行波共振器を構成することができる。このとき、共振器上の電磁界分布の位相勾配は、共振器を構成する伝送線路の非可逆移相特性によって決まる。以下、非可逆移相ＣＲＬＨ伝送線路を用いた伝送線路装置を、非可逆伝送線路装置又は非相反伝送線路装置という。 [0004] メタマテリアルはここ十数年、アンテナへの応用の分野で大変興味深い重要なテーマとなっている。これまでにも、非相反ＣＲＬＨメタマテリアルが、ＣＲＬＨ伝送線路を用いた指向性漏れ波アンテナへの応用を目的として提案されている。また、最近は、０次共振器から大きく発展した擬似進行波共振器に基づくアンテナ（例えば、非特許文献１参照。）が提案され、従来の漏れ波アンテナに比べて、コンパクトであるにもかかわらず利得と指向性を増加させている。 [0005] これまでに提案されている非相反伝送線路装置の多くは、従来のマイクロストリップ線路からなる右手／左手系複合伝送線路装置の中央のストリップ線路下に、垂直に磁化されたフェライトロッドを埋め込んだ構造を採用している。このとき、非相反伝送線路装置からなる擬似進行波共振器を備えたアンテナ装置からの放射ビーム方向は、共振器上の電磁界分布の位相勾配によってきまる。また、フェライトが軟磁性体であれば、外部印加磁界の大きさあるいは向きを変えることにより、線路の非可逆移相特性が変化し、その結果ビーム走査をすることができる。 [0006] 例えば、非特許文献１において、非相反伝送線路装置を備えた擬似進行波共振器をビーム走査アンテナに応用することが提案されている。擬似進行波共振器を備えたビーム走査アンテナは、動作帯域が狭いという欠点を有するものの、従来の漏れ波アンテナに比べて非常に高い放射効率を有する。さらに、伝搬信号の周波数変化に伴って放射ビーム方向が変化する現象であるビームスクイントが発生するという問題も大幅に軽減される。 [0007] ビームスクイントは、従来のフェーズドアレイアンテナにおいては良く知られた現象であり、ビームの放射角が周波数により変動する現象のことである。これによって動作帯域幅が抑制されてしまう（例えば、非特許文献６参照。）。通常のアレーアンテナでは、ビームスクイントの主な原因は、遅延素子の分散性にあり、これを解消する方法の一つとしては、非特許文献８記載のアクティブなＣＲＬＨ遅延素子のように、チューナブルな時間遅延素子を用いることが挙げられる。ＣＲＬＨメタマテリアルの場合、このような補償回路は意味を成さず、ビームスクイントを低減することは、直列枝の直列共振周波数とシャント枝の並列共振周波数の双方の上側帯域においてのみ可能であった（例えば、非特許文献７参照。）。先行技術文献特許文献 [0008] 特許文献1 : 国際公開第２００８／１１１４６０号パンフレット特許文献2 : 国際公開第２０１１／０２４５７５号パンフレット特許文献3 : 国際公開第２０１２／１１５２４５号パンフレット非特許文献 [0009] 非特許文献1 : T. Ueda et al., "Pseudo-traveling-wave resonator with magnetically tunable phase gradient of fields and its applications to beam steering antennas", IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 60, no. 10, pp. 3043-3054, October 2012. 非特許文献2 : M.E. Hines, "Reciprocal and nonreciprocal modes of propagation in ferrite stripline and microstrip devices", IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. MTT-19, no.5, pp. 442-451, May 1971. 非特許文献3 : A. Porokhnyuk et al., "Mode analysis of nonreciprocal metamaterials using a combination of field theory and transmission line model", 2012 IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest, WE4J-5, pp. 1-3, June 2012. 非特許文献4 : T. Ueda et al., "Nonreciprocal phase-shift CRLH transmission lines using geometrical asymmetry with periodically inserted double shunt stubs", Proceedings of the 42nd European Microwave Conference, pp. 570-573, October 2012. 非特許文献5 : A. Mahmoud et al., "Design and analysis of tunable left handed zeroth-order resonator on ferrite substrate", IEEE Transactions on magnetics, vol. 44, no. 11, pp. 3095-3098, November 2008. 非特許文献6 : S. K. Garakoui et al., "Phased-array antenna beam squinting related to frequency dependency of delay circuits", Proceedings of the 41st European Microwave Conference, pp. 1304-1307, October 2011. 非特許文献7 : M. A. Antoniades et al., "A CPS leaky-wave antenna with reduced beam squinting using NRI-TL metamaterials", IEEE Transactions on antennas and propagation, vol. 56, no. 3, March 2008. 非特許文献8 : H. V. Nguyen et al., "Analog dispersive time delayer for beam-scanning phased-array without beam-squinting", 2008 IEEE AP-S International Symposium, Digital Object Identifier:10.1109/APS.2008.4619097, 2008. 発明の概要発明が解決しようとする課題 [0010] 可逆な０次共振の漏れ波アンテナにおいては、ビームスクイントの問題は生じない。なぜなら、一方向に伝搬する進行波の分散特性は、反対方向に伝搬する反射波の分散特性により完全に打ち消されるからである。しかしながら、非相反ＣＲＬＨ伝送線路からなる共振タイプの漏れ波アンテナでは、放射角を制御することはできるようになったが、共振器内を伝搬する進行波と反射波との間で位相定数が異なるという結果をもたらした。その結果、前進する場合の位相定数と後退する場合の位相定数の平均値から求められる非相反移相量の周波数分散性がビームスクイントを引き起こす。これまで、ビームスクイントを実質的に発生させないための方法は提案されておらず、有効な手段も見当たらない。 [0011] 本発明の目的は以上の問題点を解決し、動作帯域の中心周波数近傍でビームスクイントを実質的に発生させない非相反伝送線路装置及び当該非相反伝送線路装置を備えたアンテナ装置を提供することにある。課題を解決するための手段 [0012] 第１の発明に係る非相反伝送線路装置は、マイクロ波の伝送線路部分と、容量性素子を等価的に含む直列枝の回路と、上記伝送線路部分からそれぞれ分岐して設けられかつ誘導性素子を等価的に含む第１及び第２のシャント枝（並列枝）の回路とを有する少なくとも１つの単位セルを、第１と第２のポートの間で縦続接続して構成され、順方向の伝搬定数と逆方向の伝搬定数とが互いに異なる非相反伝送線路装置において、上記各単位セルの伝送線路部分は、上記マイクロ波の伝搬方向に対して異なる方向に磁化されてジャイロ異方性を有するように自発磁化を有するか又は外部磁界により磁化され、上記第１の並列枝の回路は、第１の電気長を有する第１のスタブ導体であり、上記第２の並列枝の回路は、第１の電気長より短い第２の電気長を有する第２のスタブ導体であり、上記順方向で伝搬する第１のモードの位相定数をβ_ｐとし、上記逆方向で伝搬する第２のモードの位相定数をβ_ｍとしたとき、上記第１の電気長及び上記第２の電気長は、位相定数β_ｐと動作角周波数との関係を示す分散曲線と、位相定数β_ｍと動作角周波数との関係を示す分散曲線との交点の近傍において、動作角周波数に対する非相反移相量β_ＮＲ＝（β_ｐ－β_ｍ）／２の関数が、上記非相反伝送線路装置から放射される電磁波の放射方向が周波数に応じて変化する現象であるビームスクイントが発生しないときの、動作角周波数に対する非相反移相量β_ＮＲの関数に近接するように設定されたことを特徴とする。 [0013] 上記第１の発明に係る非相反伝送線路装置において、上記関数は、動作角周波数に比例する関数であることを特徴とする。 [0014] また、上記第１の発明に係る非相反伝送線路装置において、上記第１のスタブ導体は第１のアドミタンスを有し、上記第２のスタブ導体は第２のアドミタンスを有し、上記第１及び第２の電気長は、（ａ）上記交点における動作角周波数より低い所定の動作角周波数において、上記第１のアドミタンスが上記第２のアドミタンスに実質的に一致し、かつ（ｂ）上記所定の動作角周波数において、上記第１及び第２のアドミタンスの各虚部が負であることを特徴とする。 [0015] さらに、上記第１の発明に係る非相反伝送線路装置において、上記第１のスタブ導体は短絡スタブでありかつ上記第１の電気長は管内波長の１／２より長いように設定され、上記第２のスタブ導体は短絡スタブでありかつ上記第２の電気長は上記管内波長の１／４より短いように設定されたことを特徴とする。 [0016] またさらに、上記第１の発明に係る非相反伝送線路装置において、上記第１のスタブ導体は開放スタブでありかつ上記第１の電気長は管内波長の１／４より長いように設定され、上記第２のスタブ導体は短絡スタブでありかつ上記第２の電気長は上記管内波長の１／４より短いように設定されたことを特徴とする。 [0017] またさらに、上記第１の発明に係る非相反伝送線路装置は、上記各第１のスタブ導体の間に設けられ、上記各第１のスタブ導体間を遮蔽する接地導体をさらに備えたことを特徴とする。 [0018] 第２の発明に係るアンテナ装置は、上記第１又は第２の非相反伝送線路装置を備えたことを特徴とする。発明の効果 [0019] 本発明に係る非相反伝送線路装置及びアンテナ装置によれば、動作角周波数に対する非相反移相量β_ＮＲ＝（β_ｐ－β_ｍ）／２の関数が、上記非相反伝送線路装置から放射される電磁波の放射方向が周波数に応じて変化する現象であるビームスクイントが発生しないときの、動作角周波数に対する非相反移相量β_ＮＲの関数に近接するように構成されたので、動作帯域の中心周波数近傍でビームスクイントが実質的に発生しない。図面の簡単な説明 [0020] [図1] 本発明の実施形態に係る非相反伝送線路装置における第１の例の伝送線路の単位セル６０Ａの等価回路図である。 [図2] 本発明の実施形態に係る非相反伝送線路装置における第２の例の伝送線路の単位セル６０Ｂの等価回路図である。 [図3] 本発明の実施形態に係る非相反伝送線路装置における第３の例の伝送線路の単位セル６０Ｃの等価回路図である。 [図4] 本発明の実施形態に係る非相反伝送線路装置における第４の例の伝送線路の単位セル６０Ｄの等価回路図である。 [図5] 従来技術に係る相反伝送線路装置における非平衡状態の場合の分散曲線を示すグラフである。 [図6] 従来技術に係る相反伝送線路装置における平衡状態の場合の分散曲線を示すグラフである。 [図7] 実施形態に係る非相反伝送線路装置における非平衡状態の場合の分散曲線を示すグラフである。 [図8] 実施形態に係る非相反伝送線路装置における平衡状態の場合の分散曲線を示すグラフである。 [図9] 図１の単位セル６０Ａを縦続接続して構成された非相反伝送線路装置７０Ａの構成を示すブロック図である。 [図10] 図２の単位セル６０Ｂを縦続接続して構成された非相反伝送線路装置７０Ｂの構成を示すブロック図である。 [図11] 図３の単位セル６０Ｃを縦続接続して構成された非相反伝送線路装置７０Ｃの構成を示すブロック図である。 [図12] 図４の単位セル６０Ｄを縦続接続して構成された非相反伝送線路装置７０Ｄの構成を示すブロック図である。 [図13A] 本発明の実施形態に係る非相反伝送線路装置７０Ｅの構成を示す斜視図である。 [図13B] 本発明の実施形態の変形例に係る非相反伝送線路装置７０Ｅの構成を示す斜視図である。 [図14] 図１３Ａの非可逆な線路部分ＮＲＳにおけるフェライト角棒１５Ａの縦断面図である。 [図15] 比較例に係る非相反伝送線路装置７０Ｇの構成を示す斜視図である。 [図16] 図１５の非相反伝送線路装置７０Ｇの分散曲線及び非相反移相量β_ＮＲの周波数特性のシミュレーション計算値を示すグラフである。 [図17] 図１３Ａの非相反伝送線路装置７０Ｅの分散曲線及び非相反移相量β_ＮＲの周波数特性のシミュレーション計算値を示すグラフである。 [図18] 図１３Ａの非相反伝送線路装置７０Ｅの具体的な構成を示す平面図である。 [図19] 図１３Ａの非相反伝送線路装置７０Ｅの分散曲線及び非相反移相量β_ＮＲの周波数特性のシミュレーション計算値及び図１３Ａの非相反伝送線路装置７０Ｅを図１８のように形成したときの実験値を示すグラフである。 [図20A] 本発明の実施形態の変形例に係る非相反伝送線路装置７０Ｆの構成を示す斜視図である。 [図20B] 図２０Ａの非相反伝送線路装置７０Ｆの変形例の構成を示す斜視図である。 [図21] 図２０Ａの非相反伝送線路装置７０Ｆの分散曲線及び非相反移相量β_ＮＲの周波数特性のシミュレーション計算値を示すグラフである。 [図22] 図２１の拡大図である。 [図23] 図２０Ａのスタブ導体１３Ａが開放スタブであるときの非相反伝送線路装置７０Ｆの構成を模式的に示す平面図である。 [図24] 図２３の非相反伝送線路装置７０ＦにおけるアドミタンスＹ_１及びＹ_２の動作角周波数依存性ならびに非可逆移相量β_ＮＲの周波数依存性を示すグラフである。 [図25] 図２０Ａの非相反伝送線路装置７０Ｆのシミュレーションに用いた具体的な構成を示す平面図である。 [図26] 図２５の非相反伝送線路装置７０Ｆの斜視図である。 [図27] 図２５の非相反伝送線路装置７０Ｆの分散曲線及び非相反移相量β_ＮＲの周波数特性のシミュレーション計算値を示すグラフである。 [図28] 図２５の非相反伝送線路装置７０Ｆの放射特性を示すグラフである。 [図29] 図２５の非相反伝送線路装置７０Ｆの放射角θの周波数特性を示すグラフである。 [図30] 図２５の非相反伝送線路装置７０Ｆの放射利得の周波数特性を示すグラフである。 [図31A] 図２５の非相反伝送線路装置７０Ｆを用いた擬似進行波共振アンテナ装置の構成を示す斜視図である。 [図31B] 図３１Ａの擬似進行波共振アンテナ装置の数値計算結果であって、給電線Ｆから擬似進行波共振アンテナ装置を見たときの反射係数Ｓ_１１の周波数特性を示すグラフである。 [図31C] 図３１Ａの擬似進行波共振アンテナ装置の数値計算結果であって、非相反伝送線路装置７０Ｆの長手方向に沿う磁界分布及び電界分布の正規化振幅を示すグラフである。 [図31D] 図３１Ａの擬似進行波共振アンテナ装置の数値計算結果であって、非相反伝送線路装置７０Ｆの長手方向に沿う磁界分布の位相勾配を示すグラフである。 [図31E] 図３１Ａの擬似進行波共振アンテナ装置の数値計算結果であって、当該擬似進行波共振アンテナ装置のブロードサイド方向の放射ビーム角の周波数特性を示すグラフである。 [図31F] 図３１Ａの擬似進行波共振アンテナ装置の数値計算結果であって、当該擬似進行波共振アンテナ装置の長手方向と基板の法線を含む面上における放射パターンを示すグラフである。 [図32A] 図３１Ａの擬似進行波共振アンテナ装置の試作例を示す写真である。 [図32B] 図３２Ａの試作例に係る擬似進行波共振アンテナ装置の実験結果であって、当該擬似進行波共振アンテナ装置のブロードサイド方向の放射ビーム角の周波数特性を示すグラフである。 [図32C] 図３２Ａの試作例に係る擬似進行波共振アンテナ装置の実験結果であって、当該擬似進行波共振アンテナ装置の長手方向と基板の法線を含む面上における放射パターンを示すグラフである。発明を実施するための形態 [0021] 以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。 [0022] まず始めに、本発明に係る非相反伝送線路装置（非可逆伝送線路装置ともいう。）の基本構成及び動作原理について、図１～図１２を参照して説明する。なお、本明細書中で用いた数式については、各式の後に示した丸括弧でくくられた番号を参照する。 [0023] 本発明の各実施形態に係る非相反伝送線路装置７０Ａ～７０Ｆは、伝送線路の単位セルを縦続接続して構成される。図１～図４は、本発明の実施形態に係る非相反伝送線路装置における例示的な伝送線路の単位セル６０Ａ～６０Ｄの等価回路図である。ここで、各単位セルは、順方向と逆方向の伝搬定数が異なる非相反位相推移特性を有する伝送線路部分を含み、直列枝の回路に容量性素子、並列枝の回路に誘導性素子が等価的に挿入された構成を有する（図１～図４を参照。）。このような本願発明に係る非相反伝送線路装置の構成を適用可能な回路又は装置は、ストリップ線路、マイクロストリップ線路、スロット線路、コプレーナ線路などマイクロ波、ミリ波、準ミリ波、テラヘルツ波において用いられるプリント基板回路、導波管、誘電体線路を含み、これらだけでなく、プラズモン、ポラリトン、マグノン等を含む導波モードあるいは減衰モードを支える構成全般、あるいはそれらの組み合わせ、さらに等価回路として記述可能な自由空間などの全てを含む。非相反伝送線路装置による伝送する電磁波は、例えばＵＨＦ（Ultra High Frequency）バンドの周波数帯以上のマイクロ波、ミリ波，準ミリ波、テラヘルツ波を含み、本明細書では、これらを総称して「マイクロ波」という。 [0024] 非相反位相推移特性を有する伝送線路装置は、上述した伝送線路のうち、特にジャイロ異方性を有する材料を部分的もしくは全体的に含み、かつ電磁波の伝搬方向に対して異なる磁化方向（より好ましくは、伝搬方向に対して直交する方向）で磁化されて、上記伝搬方向と上記磁化方向とにより形成される面に対して非対称性を有する構造の伝送線路を用いて構成される。非相反位相推移特性を有する伝送線路としては、上述した伝送線路以外に、同等の非相反位相推移機能を有する、波長に比べて充分小さな集中定数素子も使用可能である。ジャイロ異方性を有する材料としては、自発磁化もしくは外部より印加した直流もしくは低周波の磁界により誘起された磁化あるいは自由電荷の周回運動により、材料の特性を表す誘電率テンソルもしくは透磁率テンソルあるいはその両方が、ジャイロ異方性を持つ状態として表される場合全てを含む。ジャイロ異方性を有する材料の具体例としては、マイクロ波、ミリ波などで用いられるフェライトなどのフェリ磁性体、強磁性体材料、固体プラズマ（半導体材料など）及び液体、気体プラズマ媒質、さらに微細加工などにより構成された磁性人工媒質などが挙げられる。 [0025] 直列枝の回路に挿入される容量性素子としては、電気回路でよく用いられるコンデンサ、マイクロ波、ミリ波などで用いられる分布定数型容量素子だけでなく、等価的には、伝送線路中を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負の値を持つような回路又は回路素子であってもよい。負の実効透磁率を示すためには、直列枝の回路が容量性素子として支配的に動作する線路として等価的に記述される必要があり、負の実効透磁率を示す素子の具体例としては、金属からなるスプリットリング共振器、スパイラル構成などの磁気的共振器を少なくとも１つ含む空間的配置、あるいは磁気的共振状態にある誘電体共振器の空間的配置、あるいはフェライト基板マイクロストリップ線路に沿って伝搬するエッジモードのように、負の実効透磁率を持つ導波モードもしくは減衰モードで動作するマイクロ波回路などが使用可能である。さらに、直列枝の回路に挿入される容量性素子としては、上述したもの以外に、容量性素子と誘導性素子の直列接続、並列接続あるいはそれらの組み合わせであってもよい。挿入されるべき部分の素子又は回路が全体として容量性を示すものであってもよい。 [0026] 並列枝の回路に挿入される誘導性素子として、電気回路で用いられるコイルなどの集中定数型素子や、マイクロ波、ミリ波などで用いられる短絡スタブ導体などの分布定数型誘導性素子だけでなく、伝送線路中を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負の値を持つ回路又は素子を用いることができる。負の実効誘電率を示すためには、並列枝が誘導性素子として支配的に動作する伝送線路として等価的に記述される必要があり、負の実効誘電率を示す素子の具体例としては、金属細線、金属球などの電気的共振器を少なくとも１つ含む空間的配置、あるいは金属だけでなく電気的共振状態にある誘電体共振器の空間的配置、あるいはＴＥモードが遮断領域にある導波管、平行平板線路など、負の実効誘電率を持つ導波モードもしくは減衰モードで動作するマイクロ波回路などが使用可能である。また、並列枝の回路に挿入される誘導性素子としては、上述したもの以外に、容量性素子と誘導性素子の直列接続、並列接続あるいはそれらの組み合わせであってもよい。挿入されるべき部分が全体として誘導性を示す回路又は素子であってもよい。 [0027] 非相反位相推移特性を有する伝送線路装置において、伝送線路中を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負の場合、減衰モードとなりうるが、負の実効透磁率は、直列枝の回路に容量性素子が挿入された場合に相当することから、同線路の等価回路は、非相反位相推移部分と直列容量素子部分の両方を含む。 [0028] 非相反位相推移特性を有する伝送線路装置において、伝送線路中を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負の場合、減衰モードとなりうるが、負の実効誘電率は、並列枝の回路に誘導性素子が挿入された場合に相当することから、同線路の等価回路は、非相反位相推移部分と並列誘導素子部分の両方を含む。 [0029] 図１及び図２は、単位セル６０Ａ，６０Ｂが非対称Ｔ型構造及び非対称π型構造をそれぞれ有する場合を示している。また、図３及び図４は、より単純な場合として、単位セル６０Ｃ，６０Ｄが対称Ｔ型構造及び対称π型構造をそれぞれ有する場合を示している。以下では原則として、単位セル６０Ａ～６０Ｄの線路長（つまり周期長さｐ＝ｐ１＋ｐ２）が波長に比べて十分小さい場合を仮定しているので、従来技術に係る右手／左手系複合伝送線路装置における伝送線路の単位セルの取り扱いと同様に、Ｔ型構造、π型構造あるいはＬ型構造の場合であっても、本質的に同様の結果が得られる。実際、Ｌ型構造は、パラメータ操作により図１又は図２の場合に含められる。なお、波長に対する単位セル６０Ａ～６０Ｄの線路長がここで述べる基本的動作を制約しないことを強調しておく。 [0030] 図１～図４に示す線路構造は単純で、所定の線路長（図１及び図２では線路長ｐ１，ｐ２であり、図３及び図４では線路長ｐ／２である。）をそれぞれ有する２本の伝送線路部分６１，６２を含む伝送線路の直列枝の回路に容量性素子又は容量性を示す回路網が挿入され、並列枝の回路には誘導性素子又は誘導性回路網が挿入されている。これらの素子をまとめて単純に実効的な大きさ（線路長）を示すために、図１においては、キャパシタＣ１，Ｃ２及びインダクタＬをそれぞれ挿入するように図示する。同様に、図２においては、キャパシタＣ及びインダクタＬ１，Ｌ２をそれぞれ挿入するように図示する。伝送線路部分６１，６２はそれぞれ、その順方向と逆方向の伝搬定数が異なる非相反位相推移特性を有するように構成されるが、本明細書では、伝搬定数を考察する際に、伝搬定数の虚部、すなわち位相定数を用いる。伝送線路部分６１の非相反性を表すパラメータとして、順方向（ポートＰ１１からポートＰ１２に向う方向をいう。）の位相定数及び特性インピーダンスをそれぞれβ_Ｎｐ１及びＺ_ｐ１と表し、逆方向（ポートＰ１２からポートＰ１１に向う方向をいう。）のそれらをそれぞれ、β_Ｎｍ１及びＺ_ｍ１と表す。同様に、伝送線路部分６２の非相反性を表すパラメータとして、順方向の位相定数及び特性インピーダンスをそれぞれβ_Ｎｐ２及びＺ_ｐ２と表し、逆方向のそれらをそれぞれ、β_Ｎｍ２及びＺ_ｍ２と表す。図１及び図２の伝送線路は２つの伝送線路部分６１，６２が非対称であるが、図３及び図４の伝送線路は２つの伝送線路部分６１，６２が対称であり、ｐ１＝ｐ２＝ｐ／２，β_Ｎｐ１＝β_Ｎｐ２＝β_Ｎｐ，β_Ｎｍ１＝β_Ｎｍ２＝β_Ｎｍ，Ｚ_ｐ１＝Ｚ_ｐ２＝Ｚ_ｐ，Ｚ_ｍ１＝Ｚ_ｍ２＝Ｚ_ｍを満たし、さらに、Ｔ型構造の場合はＣ１＝Ｃ２＝２Ｃであり、π型構造の場合はＬ１＝Ｌ２＝２Ｌである。具体例として、図３及び図４の伝送線路において、単位セル６０Ａ～６０Ｄの両端に周期的境界条件を課すと、次式を得る。 [0031] [数1] [0032] ここで、Δβ及び [数2] は次式で表される。 [0033] [数3] [数4] [0034] ω及びβはそれぞれ、動作角周波数と、周期構造に沿って伝搬する電磁波の位相定数とを表す。式（１）は動作角周波数ωと位相定数βの関係を表していることから、分散関係式（ω－βダイアグラム）となる。 [0035] 式（１）において、相反性（β_Ｎｐ＝β_ＮｍかつＺ_ｐ＝Ｚ_ｍ）を仮定すると、従来技術に係る相反伝送線路装置と同じになり、式（１）は次式に簡単化される。 [0036] [数5] [0037] 但し、式（２）中のアドミタンスＹ及びインピーダンスＺはそれぞれ、Ｙ＝１／ｊωＬ、Ｚ＝１／ｊωＣと仮定している。 [0038] 図５は、従来技術に係る相反伝送線路装置における非平衡状態の場合の分散曲線を示すグラフであり、図６は、従来技術に係る相反伝送線路装置における平衡状態の場合の分散曲線を示すグラフである。図５及び図６のグラフは、正規化位相定数β・ｐ／πに対する角周波数ωの特性を示す。式（２）で表されるような従来技術に係る相反伝送線路装置の場合、典型的な分散曲線は図５のように表され、一般に右手系（ＲＨ）伝送特性及び左手系（ＬＨ）伝送特性を示す帯域の間に禁止帯が現れる。左手系伝送帯域の上限及び右手伝送帯域の下限の周波数は、位相定数β＝０の条件を式（２）に課すことにより、角周波数ω^２に関する２次方程式の解として得られる。結果として次の２つの解を得る。 [0039] [数6] [数7] [0040] ここで、ε_ｐ及びμ_ｐは、単位セル６０Ａ～６０Ｄの伝送線路部分６１，６２の実効誘電率及び透磁率を表す。従って、禁止帯がゼロとなるように、カットオフ周波数がω_１＝ω_２を満たすためには、式（２）が位相定数β＝０の条件に対して重解を持てばよく、結果として次式を得る。 [0041] [数8] [0042] 式（５）の結果は、直列枝の回路に挿入される容量性素子であるキャパシタＣと、並列枝の回路に挿入される誘導性素子であるインダクタＬとがなすインピーダンス√（Ｌ／Ｃ）が、挿入先の伝送線路部分６１，６２の特性インピーダンスＺ_ｐと同じであれば、ギャップが生じないというものであり、一種のインピーダンス整合条件となっている。その場合の分散曲線を図６に示す。 [0043] 式（１）により与えられる非相反伝送線路装置の場合の分散曲線について説明する。相反伝送線路装置の場合、式（２）によれば、分散曲線は位相定数β＝０の直線（ω軸）に対して対称であるが、非相反伝送線路装置の場合、分散曲線の対称軸がβ＝０の直線よりもβに関して [数9] だけ正の方向にシフトしていることが、式（１）の左辺から容易にわかる。以下、β_ＮＲを、非相反移相量という。従って、図５に対応して、図７を得る。 [0044] 図７は、実施形態に係る非相反伝送線路装置における非平衡状態の場合の分散曲線を示すグラフであり、図８は、実施形態に係る非相反伝送線路装置における平衡状態の場合の分散曲線を示すグラフである。 [0045] このように、非相反伝送線路装置が、相反伝送線路装置と大きく異なるのは、分散曲線の対称軸がω軸から右側又は左側にシフトすることであり、これは、式（１）から求められる順方向の位相定数β＝β_ｐと逆方向の位相定数β＝β_ｍがβ_ｐ≠β_ｍ（従って、順方向と逆方向の伝搬定数が互いに異なる）、つまり非相反位相推移の効果による。なお、非相反移相量β_NRは、順方向及び逆方向の位相定数β_ｐとβ_ｍを用いて式（６）の代わりに [数10] と表すこともできる。結果として、次の５種類の伝送帯域（Ａ）～（Ｅ）に分類することができる。 [0046] （Ａ）順方向及び逆方向伝搬共に左手系伝送。但し、伝搬定数の大きさは互いに異なる。（Ｂ）順方向が左手系伝送、逆方向は伝搬定数がゼロで管内波長が無限大となる。（Ｃ）順方向が左手系伝送、逆方向が右手系伝送。（Ｄ）順方向が右手系伝送、逆方向は伝搬定数がゼロで管内波長が無限大となる。（Ｅ）順方向及び逆方向伝搬共に右手系伝送。但し、伝搬定数の大きさは互いに異なる。 [0047] 但し、一般に、伝送帯域（Ｃ）では、図７からわかるように中央に阻止帯域（禁止バンド）が現れる。また、特に、図７及び図８においてＲＨ／ＬＨで示している伝送帯域を利用する際には、各ポートに双方向（順方向及び逆方向）でマイクロ波信号を入力しても、位相の流れが所定の同一方向を向く（左手系伝送及び右手系伝送）という特長を有する。 [0048] 比較のため、従来技術の相反伝送線路装置の場合を考えると、電力伝送の方向が正及び負となる２つの同一モードは、式（５）の整合条件が成立している場合に、つまり、図６に示すように、位相定数β＝０の点で２つのモードが結合することなく交差することになる。同様に、式（１）により与えられる分散曲線の対称軸線上β＝Δβ／２＝β_ＮＲにおいて、式（１）は角周波数ω^２に関する２次方程式となり、バンドギャップを生じさせないために重解の条件を課すと、次式を得る。 [0049] [数11] もしくは [数12] [0050] 但し、ε_ｐ及びμ_ｐは、単位セル６０Ａ～６０Ｄの非相反伝送線路部分６１，６２における順方向の実効誘電率及び透磁率を表し、ε_ｍ及びμ_ｍは逆方向の場合のそれらを表す。式（７）より、２つのモードが交差する付近でギャップを生じさせないための条件は、相反伝送線路装置の式（５）の場合と類似して、インピーダンス整合条件となっている。しかも、順方向もしくは逆方向のどちらかで整合が取れるように、インダクタＬ及びキャパシタＣを挿入すればよく、インピーダンス整合条件が、相反伝送線路装置の場合に比べて、より緩やかであることが特長として挙げられる。 [0051] 図１及び図２に示されているような、２つの伝送線路部分６１，６２が非対称である、より一般的な場合について、若干説明する。このような非対称の場合であっても、基本的には図７及び図８と同様の分散曲線に従って動作する。分散曲線の対称軸の位置は、図７及び図８の横軸の正規化位相定数β・ｐ／π上で次式の位置に修正される。 [0052] [数13] [0053] また、２つの非相反伝送線路部分６１，６２が同一の伝搬特性を有している場合、バンドギャップを生じない整合条件は式（７）と同じになる。但し、図１の場合は [数14] であり、図２の場合、 [数15] である。 [0054] 本発明の実施形態に係る非相反伝送線路装置の全体は、図９～図１２に示すように、図１～図４の単位セル６０Ａ～６０Ｄを少なくとも１つ以上含みかつ縦続接続されて構成される。図９は、図１の単位セル６０Ａを縦続接続して構成された非相反伝送線路装置７０Ａの構成を示すブロック図である。図９において、ポートＰ１とポートＰ２との間に、複数個の単位セル６０Ａが縦続接続されることにより、非相反伝送線路装置７０Ａを構成している。図１０は、図２の単位セル６０Ｂを縦続接続して構成された非相反伝送線路装置７０Ｂの構成を示すブロック図である。図１０において、ポートＰ１とポートＰ２との間に、複数個の単位セル６０Ｂが縦続接続されることにより、非相反伝送線路装置７０Ｂを構成している。図１１は、図３の単位セル６０Ｃを縦続接続して構成された非相反伝送線路装置７０Ｃの構成を示すブロック図である。図１１において、ポートＰ１とポートＰ２との間に、複数個の単位セル６０Ｃが縦続接続されることにより、非相反伝送線路装置７０Ｃを構成している。図１２は、図４の単位セル６０Ｄを縦続接続して構成された非相反伝送線路装置７０Ｄの構成を示すブロック図である。図１２において、ポートＰ１とポートＰ２との間に、複数個の単位セル６０Ｄが縦続接続されることにより、非相反伝送線路装置７０Ｄを構成している。なお、複数個の単位セル６０Ａ～６０Ｄが縦続接続される場合においても、必ずしも単位セル６０Ａ～６０Ｄのうちの単一タイプのものを用いて構成される必要はなく、異なるタイプの単位セルを組み合わせて縦続接続してもよい。 [0055] 以下、本実施形態及び以下の各実施形態に係る非相反伝送線路装置７０Ａ～７０Ｆの分散曲線は、図８に示すような平衡状態の分散曲線である。また、図８の分散曲線において、２つのモードが交差する交点の動作角周波数ωを中心角周波数ω_Ｃと定義し、交点における非相反移相量β_ＮＲを非相反移相量β_ＮＲＣと定義する。ただし、図７に示すようなバンドギャップの存在する非平衡状態の分散曲線であっても動作可能である。この場合、図７における中心動作角周波数ω_Ｃに相当する角周波数は、伝送線路の両側の終端条件にも依存するが、図８の分散曲線のバンドギャップ端に相当する２つの角周波数ω_ｃＵ，ω_ｃＬもしくはその間のバンドギャップ内の角周波数が該当する。 [0056] 非相反伝送線路装置７０Ａ～７０Ｆを誘電体基板上に形成した場合、非相反伝送線路装置７０Ａ～７０Ｆを備えた擬似進行波共振器アンテナ装置のビームの方向と、誘電体基板に垂直な方向との間の角度θ（以下、放射角θという。）の、動作角周波数ωについての導関数は、中心角周波数ω_Ｃの近傍において、次式で表される（非特許文献１参照）。 [0057] [数16] [0058] ここで、β_０は真空中における電磁波の位相定数である。従って、非相反伝送線路装置７０Ａ～７０Ｆを備えた擬似進行波共振器アンテナ装置において、中心角周波数ω_Ｃの近傍において、非相反伝送線路装置７０Ａ～７０Ｂから放射される電波の放射角θが動作周波数に応じて変化する現象であるビームスクイントを発生させないためには、次式が成り立てばよい。 [0059] [数17] [0060] すなわち、中心角周波数ω_Ｃの近傍において、非相反移相量β_ＮＲが動作角周波数ωに比例すればよい。本実施形態及び以下の各実施形態に係る非相反伝送線路装置７０Ａ～７０Ｆは式（９）を満たすように構成され、これによりビームスクイントの発生を防止できる。 [0061] 図１３Ａは、本発明の実施形態に係る非相反伝送線路装置７０Ｅの構成を示す斜視図である。説明のために、図１３Ａに示すＸＹＺ座標を参照する。図１３Ａにおいて、非可逆伝送線路装置７０Ｅは、ＸＹ面に平行に設けられた接地導体１１と、接地導体１１上においてＹ軸に沿って延在するフェライト角棒（フェライトロッド）１５Ａと、接地導体１１上においてフェライト角棒１５Ａの＋Ｘ側及び－Ｘ側の両方に設けられた誘電体基板１０と、ストリップ導体１２と、スタブ導体１３Ａと、スタブ導体１３Ｂと、キャパシタＣｓｅとを備えて構成される。また、フェライト角棒１５Ａと、ストリップ導体１２と、スタブ導体１３Ａと、スタブ導体１３Ｂと、キャパシタＣｓｅとは、Ｙ軸に沿ってポートＰ１，Ｐ２間にわたって延在するマイクロストリップ線路１２Ｅを構成する。マイクロ波信号は、ポートＰ１又はＰ２から供給される。 [0062] フェライト角棒１５Ａは、電磁波の伝搬方向とは異なる磁化方向に磁化されてジャイロ異方性を有するように自発磁化を有する。図２２では、フェライト角棒１５Ａの飽和磁化Ｍ_Ｓ及び内部磁界Ｈ_０を矢印により示す。ここで、磁化方向は、好ましくは電磁波の伝搬方向（Ｙ軸に沿った方向）と直交する方向（例えば、＋Ｚ方向）である。なお、自発磁化を有するフェライト角棒１５Ａに代えて、自発磁化を持たないフェライト角棒を用い、図１３Ｂの外部磁界発生器８０によって磁界が印加されてもよい。 [0063] 図１３Ａにおいて、マイクロストリップ線路１２Ｅは、周期長さｐを有する伝送線路の単位セル６０Ｅを縦続接続して構成される。単位セル６０Ｅのうちの１つについて説明する。各単位セル６０Ｅは、フェライト角棒１５Ａ上においてＹ軸に沿って延在するストリップ導体１２と、キャパシタＣｓｅと、スタブ導体１３Ａ及び１３Ｂとを備えて構成される。キャパシタＣｓｅはストリップ導体１２の＋Ｙ側の端部に接続され、キャパシタＣｓｅはさらに、単位セル６０Ａの＋Ｙ側に隣接した単位セル６０Ｅのストリップ導体１２に接続される。従って、各キャパシタＣｓｅは、マイクロストリップ線路１２Ｅに直列に挿入されている。なお、図１３Ａにおいて、マイクロストリップ線路１２Ｅの両端には、ストリップ導体１２間のキャパシタＣｓｅの２倍の容量２Ｃｓｅを有するキャパシタが挿入されている。 [0064] スタブ導体１３Ａは電気長Ｌａを有し、ストリップ導体１２の－Ｘ側に延在する。一方、スタブ導体１３Ｂは、電気長Ｌａより短い電気長Ｌｂを有し、ストリップ導体１２の＋Ｘ側に延在する。スタブ導体１３Ａ，１３Ｂは、ストリップ導体１２からそれぞれ分岐し、図１のインダクタＬ（並列枝の回路）に対応する２つの並列枝の回路として設けられる。詳しくは、スタブ導体１３Ａは誘電体基板１０上をＸ軸に沿って－Ｘ方向に延在し、その一端はストリップ導体１２に接続され、その他端は誘電体基板１０の－Ｘ側の端部において、接地導体１７Ａを介して接地導体１１に短絡される（短絡スタブ）。同様に、スタブ導体１３Ｂは誘電体基板１０上をＸ軸に沿って＋Ｘ方向に延在し、その一端はストリップ導体１２に接続され、その他端は誘電体基板１０の＋Ｘ側の端部において接地導体１７Ｂを介して接地導体１１に短絡される。 [0065] このように、スタブ導体１３Ａ，１３Ｂは、マイクロストリップ線路１２Ｅの伝搬方向（例えば＋Ｙ方向又は－Ｙ方向：図１３Ａではマイクロストリップ線路１２Ｅ上の矢印により示す）と磁化方向（例えば＋Ｚ方向）とにより形成される面（ＹＺ面）に対して、互いに異なる側に形成される。スタブ導体１３Ａ，１３Ｂは、誘導性素子としてそれぞれ機能する。以上説明したように構成された単位セル６０Ｅの等価回路は、図１の単位セル６０Ａの等価回路と同様である。 [0066] 図１３Ａの非相反伝送線路装置７０Ｅは、共振タイプの漏れ波アンテナを実現するために利用される。上述したように、非相反伝送線路装置７０Ｅは、ポートＰ１とＰ２との間に設けられかつフェライト角棒１５Ａが埋め込まれたマイクロストリップ線路１２Ｅからなる。さらに、マイクロストリップ線路１２Ｅに、ストリップ導体であるスタブ導体１３Ａ及び１３ＢならびにキャパシタＣｓｅが周期長さｐで周期的に挿入されている。非相反伝送線路装置７０Ｅの主モードはエッジガイドモードであり、スタブ導体１３Ａ及び１３Ｂが線路に対して非対称に挿入されているので、非相反伝送線路装置７０Ｅは非相反伝送特性を示す。 [0067] 具体的には、各スタブ導体１３Ａ，１３Ｂのインピーダンス（すなわち電気長）を互いに相違させたとき、非可逆伝送線路装置７０Ｅの構造は、マイクロストリップ線路１２Ｅの伝搬方向と磁化方向とにより形成される面（ＹＺ面）に対して非対称になる。この結果、順方向（ポートＰ１からＰ２への向き）の伝搬定数と逆方向（ポートＰ２からＰ１への向き）の伝搬定数とが互いに相違し、順方向に右手系モードが伝搬し、逆方向に左手系モードが伝搬する状態を実現することができる。この構成によれば、各スタブ導体１３Ａ，１３Ｂの電気長Ｌａ，Ｌｂを調節することにより、非可逆性の大きさを変化させることができる。詳細は後述するように、各スタブ導体１３Ａ，１３Ｂの電気長Ｌａ，Ｌｂは、非相反伝送線路装置７０Ｅを用いたアンテナ装置においてビームスクイントが実質的に発生しないように、設定される。 [0068] フェライト角棒１５Ａの埋め込まれたマイクロストリップ線路１２Ｅに沿って伝搬するＴＥモードの伝搬特性は、マイクロストリップ線路１２Ｅ両側の各側面の境界条件により変化する。本願の発明者らは、非相反伝送線路装置７０Ｅの一般的な非可逆分散特性を解析した。共振タイプの非相反ＣＲＬＨ漏れ波アンテナにおいて、放射角θは、ｓｉｎθ＝β_ＮＲ／β_０の式から評価できる（例えば、非特許文献１参照。）。ここで、β_０は真空中の位相定数を表す。また、非相反移相量β_ＮＲは、式（６）のように、電力の流れうる２つの伝搬方向に対する位相定数β_ｐとβ_ｍの平均値であり、位相定数βの非可逆性の大きさを表している。ここで、動作角周波数ωが中心角周波数ω_ＣからΔωだけ変化したことによる放射角θの変化量Δθは、非特許文献１において次式のように近似的に与えられている。 [数18] [0069] 従って、非相反伝送線路装置７０Ｅを備えた共振タイプの非相反ＣＲＬＨ漏れ波アンテナにおいて、中心角周波数ω_Ｃの近傍においてビームスクイントを発生させないためには、中心角周波数ω_Ｃの近傍において、非相反移相量β_ＮＲが動作角周波数ωに関して厳密に比例していればよい。 [0070] 次に、図１３Ａの非相反伝送線路装置７０Ｅの構成における非相反移相量β_ＮＲの近似式を導出し、非相反伝送線路装置７０Ｅを用いた共振タイプの漏れ波アンテナにおいて、ビームスクイントを実質的に発生させないためのスタブ導体１３Ａ及び１３Ｂの条件を、固有モード解析により導出する。 [0071] 本実施形態では、電磁界解析と伝送線路モデルの組み合わせにより、非相反伝送線路装置７０Ｅを解析する。図１３Ａにおいて、非相反伝送線路装置７０Ｅを、非特許文献３と同様に、電磁波の伝搬方向（Ｙ軸に沿った方向）に沿って、Ｙ軸方向の電気長Ｌ_ＮＲを有する非可逆な線路部分（nonreciprocal section：ＮＲＳ）と、可逆な線路部分（reciprocal section：ＲＳ）とに分けて取り扱う。図１３Ａに示すように、１組の線路部分ＮＲ及びＮＲＳは、周期長さｐのＴ型の単位セル６０Ｅとなる。さらに、縦続接続された単位セル６０Ｅの両側の直列枝には、キャパシタンス２Ｃ_ｓｅを有する集中定数容量がそれぞれ挿入されている。 [0072] 図１４は、図１３Ａの非可逆な線路部分ＮＲＳにおけるフェライト角棒１５Ａの縦断面図である。図１４において、非可逆な線路部分ＮＲＳでは、ポートＰ１とＰ２との間のマイクロストリップ線路１２Ｅに対してスタブ導体１３Ａ及び１３Ｂが設けられているので、マイクロストリップ線路１２Ｅの－Ｘ側及び＋Ｘ側の各境界における境界条件は、互いに異なる等価アドミタンスＹ_１及びＹ_２を用いて表される。ここで、アドミタンスＹ_１及びＹ_２は、短絡終端あるいは開放終端の有限長マイクロストリップ線路からなるスタブ導体１３Ａ及び１３Ｂによりそれぞれ与えられる。一方、可逆な線路部分ＲＳでは、フェライト角棒１５Ａが埋め込まれたマイクロストリップ線路１２Ｅに対して、－Ｘ方向及び＋Ｘ方向のいずれにもスタブ導体が設けられていない。このため、マイクロストリップ線路１２Ｅの－Ｘ側及び＋Ｘ側の各境界における境界条件は、いずれも磁気壁（インピーダンスが無限大である。）になる。 [0073] 可逆な線路部分ＲＳにおいて、磁気壁タイプの境界条件を適用すると、非特許文献２に記載されているエッジガイドモードのシンプルな分散関係になる。 [0074] 一方、非特許文献３において提案された固有モード解析により、非可逆な線路部分ＮＲＳに対する分散関係は次式のように与えられる。 [0075] [数19] [0076] ただし、ωは動作角周波数を表し、ｗはフェライト角棒１５Ａの幅であり、ｃは真空中の光速であり、ε_ｒはフェライト角棒１５Ａの比誘電率であり、物理量μ及μ_ａはＺ軸正方向に磁化されたフェライト角棒１５Ａのポルダー（Ｐｏｌｄｅｒ）比透磁率テンソル [数20] の対角成分及び非対角成分を表す。 [0077] また、 [数21] である。 [0078] ここで、μ_０は真空の透磁率であり、ε_０は真空の誘電率である。さらに、式（１１）において、横方向の波数を意味するｋ_ｘは次式で与えられる。 [0079] [数22] [0080] また、複素伝搬定数γは、減衰定数α及び位相定数βを用いてγ＝α＋ｊβと書くことができる。 [0081] 可逆な線路部分ＲＳ及び非可逆な線路部分ＮＲＳの巨視的な特性に関して、特性インピーダンスは、断面におけるポインティングベクトルの積分値と、マイクロストリップ線路１２Ｅに沿った表面電流との比として、電磁界分布から見積もられる。電磁波の電界成分Ｅ_Ｚと、磁界成分Ｈ_Ｘ及びＨ_Ｙとの間の関係は、マックスウェル方程式から得られる。伝送損失がなければ、特性インピーダンスは可逆である。 [0082] 次に、非相反伝送線路装置７０Ｅに沿って伝搬する固有モードの解析を行う。非相反伝送線路装置７０Ｅの構造の特徴は、単位セル６０Ｅに対するＡＢＣＤ行列Ｆ_ＵＣにより、求めることができる。なお、単位セル６０Ｅに対するＡＢＣＤ行列Ｆ_ＵＣは、可逆な線路部分ＲＳに対する行列Ｆ_ＲＳと、非可逆な線路部分ＮＲＳに対する行列Ｆ_ＮＲＳと、キャパシタンス２Ｃ_ｓｅのキャパシタに対する行列Ｆ_２Ｃの積として、Ｆ_ＵＣ＝Ｆ_２ＣＦ_ＲＳＦ_ＮＲＳＦ_ＲＳＦ_２Ｃと表される。ここで、行列Ｆ_ＵＣに対して、進行方向に周期的境界条件を適用すると、分散関係は次式で求められる。 [0083] [数23] 但し、γ_ＭＭは周期構造に沿って伝搬するモードの複素伝搬定数を表す。 [0084] この式は、非可逆な線路部分ＮＲＳにおける非相反移相量β_ＮＲの大きさを用いて、定式化できる。具体的には、非可逆な線路部分ＮＲＳにおける非相反移相量は、μ_ａが小さい値を持つという仮定の下で、摂動法により近似的に表すことができる。非相反ＣＲＬＨメタマテリアルの分散関係に摂動法を適用することにより、非相反移相量β_ＮＲの大きさは、次式により与えられる。 [0085] [数24] [0086] ただし、ω_Ｍは（｜ｇ｜μ_０Ｍ_Ｓ）であり、ｇはジャイロ磁気比である。式（１２）からわかるように、非相反伝送線路装置７０Ｅの構造の非相反性は、 [数25] で表される構造の非対称性と、フェライト角棒１５Ａの磁化の大きさを意味するω_Ｍ＝｜ｇ｜μ_０Ｍ_Ｓにより引き起こされる。一方、式（１２）において、 [数26] の項は、２つのスタブ導体１３Ａ及び１３ＢのアドミタンスＹ_１とＹ_２との総和を表す（非特許文献４参照。）。負の誘電率を有する誘導性スタブの総和アドミタンスの虚部は、負の値を取る。無損失の場合、非相反性は、例えば、非特許文献３において指摘されたように、位相定数にのみ現れる。 [0087] 図１５は、比較例に係る非相反伝送線路装置７０Ｇの構成を示す斜視図である。図１５の非相反伝送線路装置７０Ｇは、本実施形態に係る非相反伝送線路装置７０Ｅに比較して、単位セル６０Ｅに代えて単位セル６０Ｇを備えた点が異なる。ここで、単位セル６０Ｇは、単位セル６０Ｅに比較して、スタブ導体１３Ａを備えず、ストリップ導体１２の＋Ｘ側のみにスタブ導体１３Ｂを備えた点が異なる。この結果、マイクロストリップ線路１２Ｅの＋Ｘ側のみにスタブ導体１３Ｂが周期的に挿入され、誘電率が負となる伝搬特性が得られる。非特許文献３において、誘電率が負となる伝搬特性を与える単純な場合において、非相反伝送線路装置７０Ｇの特性が解析されている。 [0088] 図１６は、図１５の非相反伝送線路装置７０Ｇの分散曲線及び非相反移相量β_ＮＲの周波数特性のシミュレーション計算値を示すグラフである。また、図１７は、図１３Ａの非相反伝送線路装置７０Ｅの分散曲線及び非相反移相量β_ＮＲの周波数特性のシミュレーション計算値を示すグラフである。上述した式（１２）は、マイクロストリップ線路１２Ｅの片側にのみスタブ導体が挿入された図１５の非相反伝送線路装置７０Ｇでは、非相反移相量β_ＮＲが動作角周波数ωに近似的に反比例することを示している（図１６参照。）。一方、図１３Ａの本実施形態に係る非相反伝送線路装置７０Ｅのように、マイクロストリップ線路１２Ｅの両側にスタブ導体１３Ａ及び１３Ｂが挿入されると、非相反移相量β_ＮＲは動作角周波数ωに反比例しなくなる（図１７参照。）。 [0089] また、図１６に示すように、マイクロストリップ線路１２Ｅの片側のみにスタブ導体１３Ｂを挿入した図１５の非相反伝送線路装置７０Ｇにおいて、非相反移相量β_ＮＲの動作角周波数ωに関する第１次導関数ｄβ_ＮＲ（ω）／ｄωは、ｄβ_ＮＲ（ω）／ｄω＜０となる（非特許文献１、３及び４参照。）。 [0090] 一方、図１７に示すように、マイクロストリップ線路１２Ｅの両側にスタブ導体１３Ａ及び１３Ｂを挿入した図１３Ａの非相反伝送線路装置７０Ｅでは、中心角周波数ω_Ｃより低い所定の動作角周波数ω_Ｚにおいて非相反移相量β_ＮＲがゼロになるとき、非相反移相量β_ＮＲの動作角周波数ωに関する第１次導関数ｄβ_ＮＲ（ω）／ｄωの符号は逆転して、ｄβ_ＮＲ（ω）／ｄω＞０となる。その結果、中心角周波数ω_Ｃの近傍において非相反移相量β_ＮＲが動作角周波数ωに実質的に比例するので、ビームスクイントが実質的に発生しないように非相反伝送線路装置７０Ｅを設計できることがわかる。 [0091] 非相反伝送線路装置７０Ｅを用いた共振タイプの漏れ波アンテナにおいて、ビーム角θが動作周波数に応じて変化するビームスクイントが起こらないようにするために、本実施形態では、アドミタンスＹ_１とＹ_２が周波数に関して変化することを利用する。一般に、アドミタンスＹ_１（ω）とＹ_２（ω）とは、終端に負荷インピーダンスが接続された有限長マイクロストリップ線路において、入力インピーダンスの関係式を用いて表すことができる。一般に、終端が短絡され又は開放されているとき、入力アドミタンスは、ｃｏｔ関数又はｔａｎ関数を含むので、所定の周波数で特異点を有し、不連続性を示す。 [0092] 式（１２）を参照すると、 [数27] であるとき、すなわち、Ｙ_１＝Ｙ_２であるとき、非相反移相量β_ＮＲは０となるが、別の動作角周波数ωでは、かなり大きな非相反移相特性も得られる。挿入したスタブ導体１３Ａ及び１３ＢのアドミタンスＹ_１及びＹ_２が有する三角関数の性質から、 [数28] が不連続になる２つの特異点（周波数）の間において、上述したビームスクイントが０となるアドミタンスＹ_１及びＹ_２の条件、すなわち、電気長Ｌａ及びＬｂの条件を見つけることができる。 [0093] 図１９は、図１３Ａの非相反伝送線路装置７０Ｅの分散曲線及び非相反移相量β_ＮＲの周波数特性のシミュレーション計算値及び図１３Ａの非相反伝送線路装置７０Ｅを図１８（後述する）のように形成したときの実験値を示すグラフである。図１９において、伝送電力が順方向（正の方向）であるときの位相定数β_ｐと、逆方向（負の方向）であるときの位相定数－β_ｍと、位相定数β_ｐ及び－β_ｍに基づいて算出される非相反移相量β_ＮＲとの各シミュレーション計算値を示す。シミュレーションには、有限要素法を用いた。さらに、ビームスクイントが全く発生しないときの非相反移相量β_ＮＲＺの理論値と、真空中の位相定数β_０とを併せて示す。非相反伝送線路装置７０Ｅを用いたアンテナの中心角周波数ω_Ｃは、左手系モードと右手系モードの２つの分散曲線の交点の動作角周波数により定義され、図１９においては、６．８ＧＨｚとなっていることが確認できる。また、中心角周波数ω_Ｃの近傍において、非相反移相量β_ＮＲはビームスクイントが全く発生しない理想の場合の非相反移相量β_ＮＲＺに近接しており、実質的にビームスクイントが起きないことがわかる。 [0094] 図１８は、図１３Ａの非相反伝送線路装置７０Ｅの具体的な構成を示す平面図である。図１９に示すように、非相反伝送線路装置７０Ｅの実験モデルを試作した。図１９の非相反伝送線路装置７０Ｅでは、マイクロストリップ線路１２Ｅの下に、断面寸法０．８ｍｍ×０．８ｍｍを有するイットリウム鉄ガーネット（ＹＩＧ）製のフェライト角棒１５Ａが埋め込まれている。また、Ｒｅｘｏｌｉｔｅ（登録商標）２２００の誘電体基板１０上に、スタブ導体１３Ａ及び１３Ｂを形成した。さらに、スタブ導体１３Ａの電気長Ｌａを２５ｍｍに設定し、スタブ導体１３Ｂの電気長Ｌｂを２．５ｍｍに設定し、スタブ導体１３Ａ及び１３Ｂの幅を１ｍｍに設定し、単位セル６０Ｅの周期長さｐを３ｍｍに設定した。右手系モードと左手系モードの間にバンドギャップがない分散特性となるように、キャパシタＣｓｅのキャパシタンスを０．５ｐＦに設定した。また、図１８に示すように、隣接するスタブ導体１３Ａ間の容量結合を抑制するために、スタブ導体１３Ａの幅より細い幅を有する接地導体１８を、隣接するスタブ１３Ａ間に形成した。 [0095] 図１３Ａの非相反伝送線路装置７０Ｅを図１８のように試作したときの位相定数β_ｐ及び－β_ｍと、非相反移相量β_ＮＲとを図１９に示す。図１９に示すように、各実験値は、シミュレーション計算値に良く一致している。特に、５．３ＧＨｚから７．７ＧＨｚの帯域において、非相反移相量β_ＮＲの分散特性は、擬似進行波共振器アンテナにおいてビームスクイントが発生しない理想的な場合における非相反移相量β_ＮＲＺと良く一致している。すなわち、本実施の形態に係る非相反伝送線路装置７０Ｅによれば、動作帯域の中心角周波数ω_Ｃ近傍でビームスクイントが実質的に発生しない共振タイプのアンテナ装置を実現できる。 [0096] 以上説明したように、非相反伝送線路装置７０Ｅにおける位相定数β_ｐ及び－β_ｍの大きさを解析することにより、非相反伝送線路装置７０Ｅを用いたアンテナ装置においてビームスクイントを実質的に発生させないことが可能となることを示した。また、非相反伝送線路装置７０Ｅを試作し、伝送特性を測定したところ、実験値はシミュレーション計算値と良く一致することが確かめられた。従って、非相反伝送線路装置７０Ｅを共振タイプの漏れ波アンテナに適用すれば、ビームスクイントが実質的に発生しないビーム走査アンテナ装置を実現できる。 [0097] 実施形態の変形例．図２０Ａは、本発明の実施形態の変形例に係る非相反伝送線路装置７０Ｆの構成を示す斜視図である。図２０Ａにおいて、非相反伝送線路装置７０Ｆは、実施形態に係る非相反伝送線路装置７０Ｅに比較して、単位セル６０Ｅに代えて単位セル６０Ｆを備えた点が異なる。また、単位セル６０Ｆは、単位セル６０Ｅに比較して、チップキャパシタであるキャパシタＣｓｈをさらに備えた点のみが異なる。以下、実施形態との間の相違点のみを説明する。図２０Ａにおいて、キャパシタＣｓｈの一方の電極は、スタブ導体１３Ａ及び１３Ｂのうちの長い方のスタブ導体１３Ａの所定の接続点に接続される一方、キャパシタＣｓｈの他方の電極は、ビア導体１９を介して接地導体１１に接続される。 [0098] 実施形態において説明したように、スタブ導体１３Ａ及び１３Ｂの各アドミタンスＹ_１及びＹ_２は、マイクロストリップ線路１２Ｅの－Ｘ側の側面及び＋Ｘ側の側面の境界条件に対して周波数依存性を与える。ここで、マイクロストリップ線路１２Ｅの両側に挿入される互いに異なるアドミタンスＹ_１及びＹ_２をそれぞれ有するスタブ導体１３Ａ及び１３Ｂを用いて、中心角周波数ω_Ｃより低い所定の動作角周波数ω_Ｚにおいてβ_ＮＲ＝０とすることが可能である一方で、中心角周波数ω_Ｃより高い周波数において非可逆性を大きく確保し、さらに非相反移相量β_ＮＲ（ω）を増加関数にすることが可能である（図１７参照。）。 [0099] 図２０Ａにおいて、接地された長い方のスタブ導体１３Ａの等価アドミタンスＹ_１は、スタブ導体１３Ａを含むマイクロストリップ線路の特性インピーダンスＺ_ｓｔと、実効誘電率ε_ｓｔと、スタブ導体１３Ａの電気長Ｌａとを用いて、次式で表される。 [0100] [数29] [0101] 接地されたスタブ導体１３Ａと、接地されたスタブ導体１３Ｂとを組み合わせることにより、中心角周波数ω_Ｃより低い所定の動作角周波数ω_Ｚにおいて、近似的にβ_ＮＲ＝０の条件を満たすことができる。ここで、角周波数ω＝πｃ／Ｌａ√（ε_ｓｔ）からからそれほど離れていない角周波数において、上記条件が満たされることが、スタブ導体１３ＡのアドミタンスＹ_１の関数形から類推できる。 [0102] ここで、非相反移相量β_ＮＲ（ω）が動作角周波数ωの増加関数であることは、ビームスクイントを容易に消失させることができることを意味しているわけではなく、実施形態で述べたように、最大放射ビーム角を劣化させることもある。本変形例では、追加のキャパシタＣｓｈを設けることにより、長い方のスタブ導体１３ＡのアドミタンスＹ１を調整する。これにより、実施形態に比較して、非相反移相量β_ＮＲ（ω）の制御性を良くすることができる。これにより、非相反移相量β_ＮＲ（ω）の値がより大きいときに、中心角周波数ω_Ｃの近傍で実質的にβ_ＮＲ（ω）∝ωとなるように非相反伝送線路装置７０Ｆを設計できる。このため、実施形態に比較して、容易にビームスクイントの発生を抑制できる。 [0103] なお、自発磁化を有するフェライト角棒１５Ａに代えて、自発磁化を持たないフェライト角棒を用い、図２０Ｂの外部磁界発生器８０によって磁界が印加されてもよい。 [0104] 図２１は、図２０Ａの非相反伝送線路装置７０Ｆの分散曲線及び非相反移相量β_ＮＲの周波数特性のシミュレーション計算値を示すグラフであり、図２２は図２１の拡大図である。シミュレーションには、有限要素法を用いた。マイクロストリップ線路１２Ｅの下に、断面寸法０．８ｍｍ×０．８ｍｍを有するイットリウム鉄ガーネット（ＹＩＧ）製のフェライト角棒１５Ａを埋め込んだ。また、中心角周波数ω_Ｃに対応する周波数より低い５ＧＨｚで非相反移相量β_ＮＲがゼロになるように、スタブ導体１３Ａの電気長Ｌａを２５．５ｍｍに設定し、スタブ導体１３Ｂの電気長Ｌｂを１．３ｍｍに設定し、スタブ導体１３Ａ及び１３Ｂの幅を１ｍｍに設定した。さらに、ビームスクイントが実質的に発生しないように、キャパシタＣｓｈのキャパシタンスを０．４ｐＦに設定し、右手系モードと左手系モードの間にバンドギャップがない分散特性となるように、キャパシタＣｓｅのキャパシタンスを０．６５ｐＦに設定した。さらに、誘電体基板１０の比誘電率を２．６に設定した。 [0105] 上述したように、スタブ導体１３Ａ及び１３Ｂの各電気長Ｌａ及びＬｂは２５．５ｍｍ及び１．３ｍｍにそれぞれ設定され、非相反伝送線路装置７０Ｆは、マイクロストリップ線路１２Ｅに対して非対称性の強い構造を有する。図２１及び図２２に示すように、２本の分散曲線の交点における動作周波数ω_Ｃ／（２π）は、６．０ＧＨｚとなった。また、非相反移相量β_ＮＲは、動作周波数ω_Ｃ／（２π）の近傍において周波数に比例し、完全にビームスクイントが発生しないときの非相反移相量β_ＮＲＺに近接している。さらに、得られた非相反移相量β_ＮＲＺの大きさを、この構造に基づいて設計されたアンテナ装置の放射ビーム角に換算すると、最大２８度までビーム走査可能であることが確認された。 [0106] 以上詳述したように、非相反伝送線路装置７０Ｅ及び７０Ｆは、ポートＰ１とＰ２との間で、単位セル６０Ｅ又は６０Ｆを縦続接続して構成され、順方向の伝搬定数と逆方向の伝搬定数とが互いに異なる。ここで、各単位セル６０Ｅ及び各単位セル６０Ｆは、マイクロ波の伝送線路部分１２と、容量性素子を等価的に含む直列枝の回路であるキャパシタＣｓｅと、伝送線路部分１２からそれぞれ分岐して設けられかつ誘導性素子を等価的に含む第１及び第２の並列枝の回路とを有する。また、伝送線路部分１２は、マイクロ波の伝搬方向に対して異なる方向に磁化されてジャイロ異方性を有するように自発磁化を有するか又は外部磁化により磁化される。さらに、第１の並列枝の回路は、電気長Ｌａを有するスタブ導体１３Ａであり、第２の並列枝の回路は、電気長Ｌａより短い電気長Ｌｂを有するスタブ導体１３Ｂである。 [0107] さらに、順方向で伝搬する第１のモードの位相定数をβ_ｐとし、逆方向で伝搬する第２のモードの位相定数をβ_ｍとしたとき、電気長Ｌａ及びＬｂは、位相定数β_ｐと動作角周波数との関係を示す分散曲線と、位相定数β_ｍと動作角周波数との関係を示す分散曲線との交点の近傍において、動作角周波数に対する非相反移相量β_ＮＲ＝（β_ｐ－β_ｍ）／２の関数が、非相反伝送線路装置から放射される電磁波の放射方向が周波数に応じて変化する現象であるビームスクイントが発生しないときの、動作角周波数に対する非相反移相量β_ＮＲの関数β_ＮＲＺに近接するように、設定されたことを特徴としている。 [0108] より具体的には、非相反伝送線路装置７０Ｅ又は７０Ｆを備えたアンテナ装置において、上述した２つの分散曲線の交点の動作角周波数である中心角周波数ω_Ｃの近傍においてビームスクイントを実質的に発生させないためには、中心角周波数ω_Ｃの近傍において、非相反移相量β_ＮＲは動作角周波数ωに比例する必要がある。すなわち、中心角周波数ω_Ｃの近傍において、次式が実質的に成立する必要がある。 [数30] [0109] また、この式を成立させるために、スタブ導体１３Ａの電気長Ｌａと、スタブ導体１３Ｂの電気長Ｌｂとは、スタブ導体１３ＡのアドミタンスＹ_１及びスタブ導体１３ＢのアドミタンスＹ_２が以下の第１及び第２の条件を満たすように設定される。 [0110] 第１の条件：非相反伝送線路装置７０Ｆを備えたアンテナ装置の中心角周波数ω_Ｃの近傍かつ中心角周波数ω_Ｃより低い所定の動作角周波数ω_Ｚにおいて、非相反移相量β_ＮＲが０の値を取る。すなわち、動作角周波数ω_Ｚにおいて、マイクロストリップ線路１２Ｅの両側に挿入されたスタブ導体１３Ａ及び１３Ｂの持つアドミタンスＹ_１及びＹ_２が、Ｙ_１＝Ｙ_２を満たす（式（１２）参照。）。第２の条件：上述した動作角周波数ω_Ｚにおいて、アドミタンスＹ_１及びＹ_２はともに誘導的（インダクタンス）でなければならない。すなわち、動作角周波数ω_Ｚにおいて、スタブ導体１３Ａ及び１３Ｂは負の誘電率を有する誘導性スタブでなければならないので、Ｉｍ（Ｙ_１）＝Ｉｍ（Ｙ_２）＜０である。 [0111] 非相反伝送線路装置７０Ｅ及び７０Ｆにおいて、スタブ導体１３Ａの一端は接地されているが、開放されていてもよい。本願の発明者らは、スタブ導体１３Ａの一端が接地されているか（短絡スタブ）又は開放されているか（開放スタブ）に応じて、電気長ＬａとＬｂ（Ｌａ＞Ｌｂ）とが以下の追加の第３及び第４の条件を満たすように設定されるべきであることを見いだした。なお、以下の各条件において、λは管内波長である。 [0112] 第１の場合（スタブ導体１３Ａが短絡スタブである場合）：第３の条件：スタブ導体１３Ａは、Ｌａ＞λ／２を満たす短絡スタブである。第４の条件：スタブ導体１３Ｂは、Ｌｂ＜λ／４を満たす短絡スタブである。 [0113] 第２の場合（スタブ導体１３Ａが開放スタブである場合）：第３の条件：スタブ導体１３Ａは、Ｌａ＞λ／４を満たす開放スタブである。第４の条件：スタブ導体１３Ｂは、Ｌｂ＜λ／４を満たす短絡スタブである。 [0114] なお、上述したように、第１及び第２の場合において、スタブ導体１３Ａの所定の接続点に、チップコンデンサ等の集中定数の容量を追加で接続することにより、非相反移相量β_ＮＲを大きくできる。従って、放射ビーム角θが大きくなってもビームスクイントの発生を実質的に抑制できる。 [0115] 次に、上述した第２の場合におけるアドミタンスＹ_１及びＹ_２を考察する。図２３は、図２０Ａのスタブ導体１３Ａが開放スタブであるときの非相反伝送線路装置７０Ｆの構成を模式的に示す平面図である。また、図２４は、図２３の非相反伝送線路装置７０ＦにおけるアドミタンスＹ_１及びＹ_２の動作角周波数依存性ならびに非可逆移相量β_ＮＲの周波数依存性を示すグラフである。 [0116] 図２３において、スタブ導体１３Ａ及び１３Ｂは、いずれも誘導性スタブ導体として動作する。また、上述したように、電気長ＬａはＬａ＞λ／４を満たすように設定され、電気長ＬｂはＬｂ＜λ／４を満たすように設定される。図２４に示すように、スタブ導体１３Ａが開放スタブであるとき、アドミタンスＹ_１は動作角周波数ωに関する正接関数（ｔａｎ）になる。また、スタブ導体１３Ｂが短絡スタブであるとき、アドミタンスＹ_２は動作角周波数ωに関する余接関数（ｃｏｔ）になる。図２４において、中心角周波数ω_Ｃの近傍かつ中心角周波数ω_Ｃより低い動作角周波数ω_Ｚにおいて、非相反移相量β_ＮＲはゼロになる。上述したように、この動作角周波数ω_Ｚにおいて、アドミタンスＹ_１及びＹ_２は誘導的（インダクタンス）であり、アドミタンスＹ_１及びＹ_２の各虚部は負の値を取る。 [0117] 上述した式（１２）に示したように、非相反移相量β_ＮＲは（Ｙ_２－Ｙ_１）に比例する因子を持っているが、これは、非相反移相量β_ＮＲの周波数依存性が（Ｙ_２－Ｙ_１）の周波数依存性に影響を受けていることを意味している。図２４において、アドミタンスＹ_２は動作角周波数に対して非常に緩やかに変化し特異点を有していない。一方、アドミタンスＹ_１は動作角周波数に対してアドミタンスＹ_２より急激に変化し、複数の周期的な特異点を有する。従って、非相反移相量β_ＮＲがゼロになる動作角周波数ω_Ｚは、アドミタンスＹ_１の特異点に対応する動作角周波数により実質的に決定される。また、アドミタンスＹ_２は、アドミタンスＹ_１より緩やかに変化するので、非相反移相量β_ＮＲの計算（すなわち、（Ｙ_２－Ｙ_１）の計算）においては、非相反移相量β_ＮＲの値を増加させて図２において右側にシフトするように作用しているだけである。 [0118] 図２４において、動作角周波数ωに関する非相反移相量β_ＮＲの勾配ｄβ_ＮＲ／ｄωは（Ｙ_２－Ｙ_１）の動作角周波数依存性により決まるが、この非相反移相量β_ＮＲの周波数依存性により、最大放射ビーム角も決まる。具体的には、ｄβ_ＮＲ／ｄωの値が大きいほど、最大放射ビーム角も大きくなる。非相反伝送線路装置７０Ｅは、図２３に示すように、長い方のスタブ導体１３Ａの所定の接続点に、キャパシタＣｓｈを接続した。これにより、図２４において（Ｙ_２－Ｙ_１）の動作角周波数ωに関する勾配が大きくなり、その結果、ｄβ_ＮＲ／ｄωを大きくすることができる。従って、キャパシタＣｓｈを設けない非相反伝送線路装置７０Ｅに比較して、ビームスクイント実質的に発生しない状態を維持しながら、最大放射ビーム角を大きく改善できる。 [0119] 上述した第２の場合における非相反伝送線路装置７０Ｅを用いた擬似進行波共振器アンテナの動作を確認するために、高周波３次元電磁界解析ソフトウェアであるＡＮＳＹＳ　ＨＦＳＳ　ｖｅｒ１３を用いてシミュレーションを行った。 [0120] 図２５は、図２３の非相反伝送線路装置７０Ｆのシミュレーションに用いた具体的な構成を示す平面図であり、図２６は、図２５の非相反伝送線路装置７０Ｆの斜視図である。図２５において、ストリップ導体１２の幅を０．８ｍｍに設定し、スタブ導体１３Ａの電気長Ｌａを１４ｍｍに設定し、スタブ導体１３Ｂの電気長Ｌｂを１．７ｍｍに設定し、スタブ導体１３Ａ及び１３Ｂの各幅を１ｍｍに設定し、ストリップ導体１２とキャパシタＣｓｈとの間の距離を２．６５ｍｍに設定した。また、周期長さｐを３ｍｍに設定し、周期数を１５に設定し、キャパシタＣｓｅのキャパシタンスを０．４ｐＦに設定し、キャパシタＣｓｈのキャパシタンスを０．１ｐＦに設定した。なお、図２６に示すように、スタブ導体１３Ａは開放スタブであり、スタブ導体１３Ｂは短絡スタブである。 [0121] さらに、図２５において、ポートＰ１に反射器Ｒ１を接続し、ポートＰ２に反射器Ｒ２を接続し、給電線Ｆを反射器Ｒ１に接続した。ここで、反射器Ｒ１及びＲ２のＸ軸方向の幅を４．５ｍｍにそれぞれ設定した。また、反射器Ｒ１のＹ軸方向の幅を、管内波長の約３／４である１９．２ｍｍに設定し、反射器Ｒ２のＹ軸方向の幅を、管内波長の約１／４である６．２５ｍｍに設定した。さらに、フェライト角棒１５Ａの断面寸法を０．８ｍｍ×０．８ｍｍに設定した。なお、飽和磁化はμ_０Ｍ_Ｓ＝１６０ｍＴとした。また、隣接するスタブ導体１３Ａ間の容量結合を抑制するために、スタブ導体１３Ａの幅より細い幅を有する接地導体５０を、隣接するスタブ１３Ａ間に形成した。 [0122] 図２７は、図２５の非相反伝送線路装置７０Ｆの分散曲線及び非相反移相量β_ＮＲの周波数特性のシミュレーション計算値を示すグラフである。図２７に示すように、非相反移相量β_ＮＲのシミュレーション計算値は、ビームスクイントが全く発生しない理想的な場合の非相反移相量β_ＮＲＺに良く一致していることがわかる。 [0123] 図２８は、図２５の非相反伝送線路装置７０Ｆの放射特性を示すグラフである。図２８において、動作周波数が７．３５ＧＨｚの場合を示す。図２８から、主ビームの放射角θは、０度から傾いて１９度となっていることが確認できる。 [0124] 図２９は、図２５の非相反伝送線路装置７０Ｆの放射角θの周波数特性を示すグラフであり、図３０は、図２５の非相反伝送線路装置７０Ｆの放射利得の周波数特性を示すグラフである。図２９から、放射角θは７．２０ＧＨｚから７．５５ＧＨｚに亘りほぼ一定となっていることが確認できる。従って、ビームスクイントが実質的に発生しない４％以上の動作比帯域を実現していることがわかる。すなわち、本実施形態によれば、ビームスクイントが実質的に発生しない動作比帯域を、マイクロストリップ線路１２Ｅのストリップ導体の片側のみにスタブ導体を設けた場合の動作比帯域２％（非特許文献１参照）に比べて大幅に改善できた。 [0125] 図３１Ａは図２５の非相反伝送線路装置７０Ｆを用いた擬似進行波共振アンテナ装置の構成を示す斜視図である。図３１Ａの擬似進行波共振アンテナ装置において、２つの反射器Ｒ１，Ｒ２は非相反伝送線路装置７０Ｆから見てそれぞれポートＰ１，Ｐ２において短絡となるように長さが調整されている。このうち給電線Ｆに接続された側の反射器Ｒ２は、非接続側の反射器Ｒ２に比べて、給電線Ｆの接続部分を確保するために半波長だけ長い構造となっており、その結果不要な放射を引き起こす。この不要放射抑制のため、その反射器Ｒ２には金属遮蔽板９０による遮蔽構造が採用されている。 [0126] 図３１Ｂは図３１Ａの擬似進行波共振アンテナ装置の数値計算結果であって、給電線Ｆから擬似進行波共振アンテナ装置を見たときの反射係数Ｓ_１１の周波数特性を示すグラフである。図３１Ｂのグラフは、反射の小さくなる３つの周波数で同アンテナ装置が共振していることを意味し、その結果このアンテナ装置から電磁波が放射される。３つの共振周波数のうち６．５ＧＨｚ及び７．４ＧＨｚ帯での共振では、ＣＲＬＨ線路内で半波長共振となっている。これに対して、６．９ＧＨｚでの共振状態は、本実施形態で注目する擬似進行波共振として動作している。 [0127] 図３１Ｃは図３１Ａの擬似進行波共振アンテナ装置の数値計算結果であって、非相反伝送線路装置７０Ｆの長手方向に沿う磁界分布及び電界分布の正規化振幅を示すグラフである。図３１Ｃから明らかなように、両端短絡共振器の場合、理想的には磁界が支配的な共振となり、電界成分は小さくなる。 [0128] 図３１Ｄは図３１Ａの擬似進行波共振アンテナ装置の数値計算結果であって、非相反伝送線路装置７０Ｆの長手方向に沿う磁界分布の位相勾配を示すグラフである。図３１Ｄから明らかなように、非相反伝送線路装置７０Ｆ部分では、長さ３０ｍｍに対して７０度程度の位相変化が確認される。 [0129] 図３１Ｅは図３１Ａの擬似進行波共振アンテナ装置の数値計算結果であって、当該擬似進行波共振アンテナ装置のブロードサイド方向の放射ビーム角の周波数特性を示すグラフである。すなわち、図３１Ｅは、擬似進行波共振アンテナ装置からの放射ビーム角を、ブロードサイド方向を基準に取り、動作周波数の関数として示ている。磁化が４πＭ＝－１６００Ｇの場合、６．８５ＧＨｚから７．１５ＧＨｚまでの比帯域４％の範囲で、ビーム方向がほぼ一定となり、ビームスクイントが低減していることが確認される。さらに磁化及び内部磁界の大きさを４πＭ＝０Ｇ及び＋１６００Ｇと変えた場合についても示している。ビームスクイント抑制の効果が少し劣化しているが、同様の傾向が確認されている。 [0130] 図３１Ｆは図３１Ａの擬似進行波共振アンテナ装置の数値計算結果であって、当該擬似進行波共振アンテナ装置の長手方向に対して垂直な面における放射パターンを示すグラフである。図３１Ｆから明らかなように、印加磁界４πＭ＝＋１６００Ｇの場合、動作周波数７ＧＨｚの入力信号に対して、８ｄＢｉの放射利得を得ている。 [0131] 図３２Ａは図３１Ａの擬似進行波共振アンテナ装置の試作例を示す写真であり、図３２Ｂは図３２Ａの試作例に係る擬似進行波共振アンテナ装置の実験結果であって、当該擬似進行波共振アンテナ装置のブロードサイド方向の放射ビーム角の周波数特性を示すグラフである。図３２Ａから明らかなように、外部印加磁界がＨｅｘ＝－１０００、０、＋１０００Ｏｅの３つの場合を示す。放射ビーム角が周波数により変化しないビームスクイントが厳密に０となる帯域は、図３１Ｅに示す数値計算結果に比べて小さいが、過去に試作したビームスクイント抑制機能のない擬似進行波共振構造の場合に比べて、ビームスクイントが低減されている動作帯域が大幅に改善された。 [0132] 図３２Ｃは図３２Ａの試作例に係る擬似進行波共振アンテナ装置の実験結果であって、当該擬似進行波共振アンテナ装置の長手方向に対して垂直な面における放射パターンを示すグラフである。ここで、動作周波数は６．６３ＧＨｚ、外部印加磁界Ｈｅｘ＝－１０００Ｏｅの場合を示している。図３２Ｃから明らかなように、擬似進行波共振アンテナ装置の長手方向の中心からやや後方方向にビームを有していることがわかる。 [0133] なお、実施形態に係る非相反伝送線路装置７０Ａにおいて、スタブ導体１３Ａ及び１３Ｂの各電気長Ｌａ及びＬｂを、実施形態及びその変形例で説明したように設定してもよい。産業上の利用可能性 [0134] 以上詳述したように、本発明に係る非相反伝送線路装置及びアンテナ装置によれば、動作角周波数に対する非相反移相量β_ＮＲ＝（β_ｐ－β_ｍ）／２の関数が、上記非相反伝送線路装置から放射される電磁波の放射方向が周波数に応じて変化する現象であるビームスクイントが発生しないときの、動作角周波数に対する非相反移相量β_ＮＲの関数に近接するように構成されたので、動作帯域の中心周波数近傍でビームスクイントが実質的に発生しない。 [0135] 本発明に係る非相反伝送線路装置７０Ａ～７０Ｆは、信号伝送用のデバイス及びアンテナ装置として有用である。符号の説明 [0136] １０…誘電体基板、１１，１８，１９，２２，２３，５０…接地導体、１２，２１，２４…ストリップ導体、１２Ａ…コプレーナ線路、１２Ｅ…マイクロストリップ線路、１３Ａ，１３Ｂ…スタブ導体、１５…フェライト板、１５Ａ…フェライト角棒、１７Ａ，１７Ｂ…接地導体、６０Ａ～６０Ｆ…単位セル、６１，６２…伝送線路部分、７０Ａ～６０Ｆ…非相反伝送線路装置、８０…外部磁界発生器、Ｃ，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ６０，Ｃｓｅ，Ｃｓｈ…キャパシタ、Ｐ１，Ｐ２，Ｐ１１，Ｐ１２…ポート。